Informe previo y experimento nª2 del Lab. Circuitos Electronicos II UNSAAC(watner ocho nuñez 171174)
- 1. UNIVERSIDAD NACIONAL DE SAN ANTONIO ABAD DEL CUSCO FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA, ELECTRÓNICA, INFORMÁTICA Y MECÁNICA Escuela Profesional de Ingeniería Electrónica Laboratorio de Circuitos electrónicos II INFORME PREVIO Presentada por: Est. Watner Ochoa Núñez 171174 Docente: Prof. Ing. Rossy Uscamaita Quispetupa CUSCO – PERÚ 2021 N°2: AMPLIFICADORES MULTIETAPA PARTE 2
- 2. TEMA 2: ¨AMPLIFICADORES MULTIETAPA PARTE 2¨ I. INFORME PREVIO 1. ¿Por qué este amplificador multietapa se llama cascode? AMPLIFICADOR CASCODE Un amplificador cascode cuenta con un transistor por encima de (en serie con) otro. La figura 1 muestra una configuración cascode con una etapa de emisor común(EC) alimentado a una etapa de base común(BC). Este arreglo está diseñado para proporcionar una alta impedancia de entrada con una baja ganancia de voltaje para asegurar que la capacitancia Miller de entrada sea mínima con la etapa de (BC) proporcionando una operación adecuada a alta frecuencia. La ganancia en voltaje de un amplificador CASCODE se debe principalmente a la configuración de EC. Esta configuración es representativa del tipo del tipo de acoplamiento directo. Esta configuración CASCODE da como resultado un amplificador de elevada GANANCIA, mayor ANCHURA DE BANDA y la RESPUESTA EN FRECUENCIA. Figura 1. Amplificador Cascode. La configuración cascode tiene las siguientes características. • Presenta ganancia de corriente mas ganancia de voltaje. • Mejora el ancho de banda. • Presenta alta impedancia para la base común. • Favorece la estabilidad de banda a banda. • Puede trabajar a alatas frecuencias.
- 3. 2. Indique las diferencias de utilizar a los jfet en la implementación de un amplificador cascode. AMPLIFICADOR CASCODE CON JFET Es utilizado en previos para amplificadores de potencia con el fin de obtener altas ganancias de corriente principalmente. Figura 2. Amplificador Cascode con JFETs. Analizando el funcionamiento: La figura 2 muestra un ejemplo de un amplificador de cascode con un amplificador Source(fuente) común como la etapa de entrada impulsada por una fuente de señal Vin. Esta etapa de entrada acciona un amplificador de Gate(puerta) común como la etapa de salida, con la señal de salida Vout. Como el FET inferior está conduciendo, proporcionando una tensión de la puerta, el FET superior conduce debido a la diferencia potencial que aparece ahora entre su Gate y la Source. La principal ventaja de esta disposición del circuito se deriva de la colocación del transistor campo-efecto superior (FET) como la carga de la entrada (lower) terminal de salida FET (Drain o Drenador). Debido a que en las frecuencias de funcionamiento la puerta superior de FET está efectivamente aterrizada, la tensión de fuente superior de FET (y por lo tanto el transistor de entrada del drain) se mantiene a una tensión casi constante durante el funcionamiento. En otras palabras, el FET superior exhibe una baja resistencia a la entrada inferior FET, haciendo que la ganancia de voltaje de la FET inferior sea muy pequeña, lo que reduce drásticamente la capacitancia de retroalimentación de Miller desde el drenaje inferior FET hasta el Gate. Esta pérdida de ganancia de tensión es recuperada por el FET superior. Así, el transistor superior permite a la FET inferior operar con una mínima retroalimentación negativa (Miller), mejorando su ancho de banda. 3. Mencione las aplicaciones de este tipo de amplificador multietapa. Receptor de RF Cascode FET amplificador de video Transmisor FM Amplificador de RF Modulador AM Espejos de corriente (para aumentar la impedancia) Es utilizado en previos para amplificadores de potencia con el fin de obtener altas ganancias de corriente principalmente Estabilizadores de baja tensión.
- 4. 4. Defina al efecto Miller El efecto Miller da cuenta del incremento en la capacitancia de entrada equivalente de un amplificador inversor de voltaje debido a la amplificación de la capacitancia entre los terminales de entrada y salida, se calcula de la siguiente forma: 𝐶𝐶𝑀𝑀 = 𝐶𝐶(1 − 𝐴𝐴𝑉𝑉) 𝐷𝐷𝐷𝐷𝐷𝐷𝐷𝐷𝐷𝐷: 𝐶𝐶𝑀𝑀: 𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶 𝑑𝑑𝑑𝑑 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 𝐶𝐶: 𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶 𝑑𝑑𝑑𝑑 𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟ó𝑛𝑛 𝐴𝐴𝑉𝑉: 𝐺𝐺𝐺𝐺𝐺𝐺𝐺𝐺𝐺𝐺𝐺𝐺𝐺𝐺𝐺𝐺 𝑑𝑑𝑑𝑑𝑑𝑑 𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎 Figura 3. Efecto Miller. El efecto Miller es el efecto de que una impedancia, que conecta la entrada y la salida de un amplificador, parezca más pequeña de lo que en realidad es. La impedancia de un condensador es inversa a su capacidad. El efecto Miller es la limitación principal de la respuesta a altas frecuencias de un amplificador. Las capacitancias internas limitan la ganancia en altas frecuencias. Debemos evitar de que las señales vayan por los condensadores parásitos. El efecto Miller no existe en los amplificadores cascode. BIBLIOGRAFIA • Huircan, J. & Carrillo, R. (2011). El Transistor de juntura bipolar (BJT). Temuco: Universidad de la Frontera • SAVANT, C.J.; RODEN, Martín; CARPENTER, Gordon. “Diseño Electrónico”. 3ra. Edición. Edit. Pearson Educación. México. 2000 • MALIK, Norbet. “Circuitos Electrónicos”. 5ta. Edición. Edit. Prentice Hall Hispanoamericana S.A. España. 1996 • HORENSTEIN, Mark. “Microelectrónica: Circuitos y dispositivos”. 2da. Edición. Edit. Prentice Hall Hispanoamericana S.A. México. 1997
- 5. UNIVERSIDAD NACIONAL DE SAN ANTONIO ABAD DEL CUSCO FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA, ELECTRÓNICA, INFORMÁTICA Y MECÁNICA Escuela Profesional de Ingeniería Electrónica Laboratorio de Circuitos electrónicos I INFORME DE LA EXPERIENCIA Presentada por: Est. Watner Ochoa Nuñez 171174 Docente: Prof. Ing. Rossy Uscamaita Quispetupa CUSCO – PERÚ 2021 N°2: AMPLIFICADORES MULTIETAPA PARTE 2
- 6. TEMA 2: ¨AMPLIFICADORES MULTIETAPA PARTE 2¨ EXPERIMENTO Considere el circuito de la figura 2: Figura 2. Análisis DC: 1. Encuentre el punto Q (𝐼𝐼𝐼𝐼𝐼𝐼, 𝑉𝑉𝑉𝑉𝑉𝑉𝑉𝑉) de operación para cada transistor, asuma 𝛽𝛽 = 200 Para el análisis en DC se elimina todas las componentes de AC y los capacitores comportan como circuito abierto. Si Vcc=15V y Beta=200 Aplicando Thevenin para la base: 𝑉𝑉𝑇𝑇𝑇𝑇 = 𝑅𝑅𝐵𝐵2𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶 𝑅𝑅𝐵𝐵1+𝑅𝑅𝐵𝐵2 = 10𝑘𝑘∗15 22𝑘𝑘+10𝑘𝑘 = 4.69𝑉𝑉 𝑅𝑅𝑇𝑇𝑇𝑇 = 𝑅𝑅𝐵𝐵1𝑅𝑅𝐵𝐵2 𝑅𝑅𝐵𝐵1+𝑅𝑅𝐵𝐵2 = 22𝑘𝑘∗10𝑘𝑘 22𝑘𝑘+10𝑘𝑘 = 6.88𝐾𝐾 Como se observa la figura 3, ambos transistores van a tener el mismo Voltaje Thevenin y Resistencia Thevenin. Figura 3. Análisis en DC.
- 7. Entonces: Figura 4. Análisis en DC simplificado. En la malla I: −𝑉𝑉𝑇𝑇𝑇𝑇 + 𝑅𝑅𝑇𝑇𝑇𝑇𝐼𝐼𝐵𝐵2 + 𝑉𝑉𝐵𝐵𝐵𝐵2 + 0.47𝑘𝑘𝐼𝐼𝐸𝐸2 = 0 𝐼𝐼𝐸𝐸 ≈ 𝐼𝐼𝐶𝐶 −𝑉𝑉𝑇𝑇𝑇𝑇 + 𝑅𝑅𝑇𝑇𝑇𝑇 𝐼𝐼𝐶𝐶2 𝛽𝛽2 + 𝑉𝑉𝐵𝐵𝐵𝐵2 + 0.47𝑘𝑘𝐼𝐼𝐶𝐶2 = 0 𝐼𝐼𝐶𝐶2 = 𝑉𝑉𝑇𝑇𝑇𝑇 − 𝑉𝑉𝐵𝐵𝐵𝐵2 𝑅𝑅𝑇𝑇𝑇𝑇 𝛽𝛽2 + 0.47𝐾𝐾 = 4.69 − 0.7 6.88𝐾𝐾 200 + 0.47𝐾𝐾 𝐼𝐼𝐶𝐶2 = 7.91 𝑚𝑚𝑚𝑚 𝐼𝐼𝐶𝐶2 = 𝐼𝐼𝐸𝐸1 ≈ 𝐼𝐼𝐶𝐶1 𝐼𝐼𝐶𝐶1 = 7.91 𝑚𝑚𝑚𝑚 En la malla II: −𝑉𝑉𝑇𝑇𝑇𝑇 + 𝑅𝑅𝑇𝑇𝑇𝑇𝐼𝐼𝐵𝐵1 + 𝑉𝑉𝐵𝐵𝐵𝐵1 + 𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶2 + 0.47𝑘𝑘𝐼𝐼𝐸𝐸2 = 0 −𝑉𝑉𝑇𝑇𝑇𝑇 + 𝑅𝑅𝑇𝑇𝑇𝑇 𝐼𝐼𝐶𝐶1 𝛽𝛽1 + 𝑉𝑉𝐵𝐵𝐵𝐵1 + 𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶2 + 0.47𝑘𝑘𝐼𝐼𝐶𝐶1 = 0 𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶2 = 𝑉𝑉𝑇𝑇𝑇𝑇 − 𝑉𝑉𝐵𝐵𝐵𝐵1 − 𝐼𝐼𝐶𝐶1 � 𝑅𝑅𝑇𝑇𝑇𝑇 𝛽𝛽1 + 0.47𝑘𝑘� = 4.69 − 0.7 − 7.91𝑚𝑚( 6.88𝑘𝑘 200 + 0.47𝑘𝑘) 𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶2 = 0𝑉𝑉 En la malla III: −15𝑉𝑉 + 1𝑘𝑘𝐼𝐼𝐶𝐶1 + 𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶1 + 𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶2 + 0.47𝑘𝑘𝐼𝐼𝐸𝐸2 = 0 −15𝑉𝑉 + 1𝑘𝑘𝐼𝐼𝐶𝐶1 + 𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶1 + 𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶2 + 0.47𝑘𝑘𝐼𝐼𝐶𝐶2 = 0 𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶1 = 15 − 𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶2 − 𝐼𝐼𝐶𝐶2(1𝑘𝑘 + 0.47𝑘𝑘) = 15 − 7.91𝑚𝑚(1.47𝑘𝑘) 𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶1 = 3.37𝑉𝑉
- 8. Por lo tanto, el punto Q (𝐼𝐼𝐼𝐼𝐼𝐼, 𝑉𝑉𝑉𝑉𝑉𝑉𝑉𝑉) es: 𝑰𝑰𝑪𝑪𝑪𝑪𝑪𝑪 = 𝟕𝟕. 𝟗𝟗𝟗𝟗𝟗𝟗𝟗𝟗 𝑽𝑽𝑪𝑪𝑪𝑪𝑪𝑪𝑪𝑪 = 𝟑𝟑. 𝟑𝟑𝟑𝟑𝟑𝟑 𝑰𝑰𝑪𝑪𝑪𝑪𝑪𝑪 = 𝟕𝟕. 𝟗𝟗𝟗𝟗𝟗𝟗𝟗𝟗 𝑽𝑽𝑪𝑪𝑪𝑪𝑪𝑪𝑪𝑪 = 𝟎𝟎𝟎𝟎 Análisis AC: 2.1. Calcule el voltaje de salida usando una entrada sinusoidal con (50mV pk y 1𝐾𝐾𝐾𝐾𝐾𝐾), luego determine la ganancia de voltaje y la ganancia de corriente. (Comente su respuesta). Para el analisis en AC se elimina todas las compomengtes de DC y los capacitores se comportan como circuito cerrado. Para este analisis se utilizara el modelo Re del transistor. Figura 5. Modelo Re del transistor BJT en emisor común. Figura 6. Modelo Re del transistor BJT en base común. El circuito en AC antes de aplicar el modelo 𝑟𝑟𝑒𝑒: Figura 7. Circuito AC antes aplicar un modelo del transistor en AC.
- 9. Modelo en AC es: Entonces: 𝛼𝛼 = 𝛽𝛽 𝛽𝛽 + 1 ≈ 1 = 1 𝑟𝑟𝑒𝑒 = 𝑟𝑟𝑒𝑒1 = 𝑟𝑟𝑒𝑒2 = 26𝑚𝑚𝑚𝑚 𝐼𝐼𝐸𝐸1 = 26𝑚𝑚𝑚𝑚 7.91𝑚𝑚𝑚𝑚 y 𝑅𝑅𝑇𝑇𝑇𝑇 = 6.88𝐾𝐾 𝑂𝑂ℎ𝑚𝑚 𝑟𝑟𝑒𝑒 = 𝑟𝑟𝑒𝑒2 = 𝑟𝑟𝑒𝑒1 = 3.29 𝑂𝑂ℎ𝑚𝑚 Aplicando el método en cascada para hallar 𝐴𝐴𝑉𝑉: La ganancia general de tensión del amplificador en cascada es el producto de las ganancias de las etapas: 𝑍𝑍𝑖𝑖𝑖𝑖(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 1) = 𝑅𝑅𝑇𝑇𝑇𝑇 ∥ 𝛽𝛽𝑟𝑟𝑒𝑒 = 6.88𝑘𝑘 ∥ (200)3.29 = 0.602𝑘𝑘 𝑂𝑂ℎ𝑚𝑚 𝑍𝑍𝑖𝑖𝑖𝑖(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 2) = 𝑟𝑟𝑒𝑒 = 3.29 𝑂𝑂ℎ𝑚𝑚 𝑟𝑟𝐶𝐶(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 1) = 𝑟𝑟𝑒𝑒 = 3.29 𝑂𝑂ℎ𝑚𝑚 𝑟𝑟𝐶𝐶(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 2) = 1𝑘𝑘 ∥ 𝑅𝑅𝐿𝐿 = 1𝑘𝑘 ∥ 1.5𝑘𝑘 = 0.6𝑘𝑘 𝑂𝑂ℎ𝑚𝑚 𝐴𝐴𝑉𝑉(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 1) = − 𝑟𝑟𝐶𝐶(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 1) 𝑟𝑟𝑒𝑒 = − 3.29 3.29 = −1 𝐴𝐴𝑉𝑉(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 2) = − 𝑟𝑟𝐶𝐶(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 2) 𝑟𝑟𝑒𝑒 = 0.6𝑘𝑘 3.29 = 182.37 𝐴𝐴𝑉𝑉 = 𝐴𝐴𝑉𝑉(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 1) ∗ 𝐴𝐴𝑉𝑉(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 2) = (−1) ∗ (182.37) 𝐴𝐴𝑉𝑉 = −182.37 𝑍𝑍𝑖𝑖 = 𝑍𝑍𝑖𝑖𝑖𝑖(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 1) 𝑍𝑍𝑖𝑖 = 0.602𝑘𝑘 𝑂𝑂ℎ𝑚𝑚 𝑍𝑍𝑜𝑜 = 1𝑘𝑘 𝑂𝑂ℎ𝑚𝑚 . Para nuestro caso nos dan una fuente sinusoidal de 50m𝑉𝑉pk a 1KHz, sacamos el valor rms de la fuente de entrada: 𝑉𝑉𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟(𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓) = 50𝑚𝑚𝑚𝑚 √2 = 35.36𝑚𝑚𝑚𝑚 Entonces, la tensión de salida es: 𝑉𝑉 𝑜𝑜 = 𝐴𝐴𝑉𝑉 ∗ 𝑉𝑉𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟𝑟(𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓) = −182.37 ∗ 35.36𝑚𝑚𝑚𝑚 𝑉𝑉 𝑜𝑜 = 6.45𝑉𝑉
- 10. Simulado en Multisim: Entonces se tiene: Se ve claramente que la fuente tiene un valor de tensión rms de 35.3mV y la tensión en la carga es 1.25V, por ende la ganancia de tensión en amplificador cascode es 𝐴𝐴𝑉𝑉 = 35.41 con un desfase de 𝜋𝜋 2 aproximadamente, y está ganancia es la quinta parte de la teorica, esto se debe a que la ganancia de tensión del amplificador cascode depende de la frecuencia y de la tensión que se aplique a la entrada. Para una frecuencia de 5KHz, se tiene:
- 11. Para este caso la tensión en la carga es 3.2V y ganancia del amplificador cascode es 𝐴𝐴𝑉𝑉 = 92.48, pero en este caso existe un desface de 𝜋𝜋 aproximadamente y también existe recortes en la señal de salida, esto se debe a la polarización y rango de amplificación, claramente aumento la ganancia cuando aumentamos la frecuencia de la fuente, en conclusión la ganancia de tensión de una amplificador cascode va depender de la frecuencia. Para ver más las características de un amplificador cascode, se utilizará un fuente de 25𝑢𝑢𝑢𝑢pk a 1KHz: Se ve claramente que la fuente tiene un valor de tensión rms de 17.6uV y la tensión en la carga es 628uV, por ende la ganancia de tensión en el amplificador cascode es 𝐴𝐴𝑉𝑉 = 35.68 con un desfase de 𝜋𝜋 2 aproximadamente, y está ganancia es la quinta parte de la teórica, esto se debe a que la ganancia de tensión del amplificador cascode depende de la frecuencia y de la tensión que se aplique a la entrada. Para una fuente de 25𝑢𝑢𝑢𝑢pk a 5KHz: Para este caso la tensión en la carga es 2.15mV y ganancia del amplificador cascode es 𝐴𝐴𝑉𝑉 = 122.16, pero en este caso existe un desface de 𝜋𝜋 aproximadament, claramente aumento la ganancia cuando aumentamos la frecuencia de la fuente, en conclusión la ganancia de tensión de una amplificador cascode va depender de la frecuencia.
- 12. Para una fuente de 25𝑢𝑢𝑢𝑢pk a 50KHz: Para este caso la tensión en la carga es 2.87mV y ganancia del amplificador cascode es 𝐴𝐴𝑉𝑉 = 163.07, pero en este caso existe un desface de 𝜋𝜋,claramente aumento la ganancia cuando aumentamos la frecuencia de la fuente, en conclusión la ganancia de tensión de una amplificador cascode va depender de la frecuencia y vamos viendo claramente las características de un amplificador cascode. Para una fuente de 25𝑢𝑢𝑢𝑢pk a 3MHz: Para este caso la tensión en la carga es 2.89mV y ganancia máxima del amplificador cascode es 𝐴𝐴𝑉𝑉 = 165.14, pero en este caso existe un desface de 𝜋𝜋,claramente aumento la ganancia cuando aumentamos la frecuencia de la fuente, en conclusión la ganancia de tensión de una amplificador cascode va depender de la frecuencia y vamos viendo claramente las características de un amplificador cascode, y a frecuencias mayor que 3Mhz la ganancia disminuirá. Esta configuración CASCODE da como resultado un amplificador de elevada GANANCIA, mayor ANCHURA DE BANDA y la RESPUESTA EN FRECUENCIA. Aplicando el método en cascada para hallar 𝐴𝐴𝑖𝑖: La ganancia general de corriente del amplificador en cascada es:
- 13. 𝐴𝐴𝑉𝑉𝑉𝑉 = −182.37 𝑍𝑍𝑖𝑖𝑖𝑖(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 1) = 𝑅𝑅𝑇𝑇𝑇𝑇 ∥ 𝛽𝛽𝑟𝑟𝑒𝑒 = 6.88𝑘𝑘 ∥ (200)3.29 = 0.602𝑘𝑘 𝑂𝑂ℎ𝑚𝑚 𝑅𝑅𝐿𝐿 = 1.5𝑘𝑘 𝑂𝑂ℎ𝑚𝑚 𝐴𝐴𝑖𝑖 = −𝐴𝐴𝑉𝑉𝑉𝑉 𝑍𝑍𝑖𝑖𝑖𝑖(𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 1) 𝑅𝑅𝐿𝐿 = −(−182.37) 0.602𝑘𝑘 1.5𝑘𝑘 𝐴𝐴𝑖𝑖 = 73.19 Simulado Multisim: La corriente de la fuente es 28.25uA y en la carga es 835.23uA, por ende la ganancia de corrientes es 𝐴𝐴𝑖𝑖 = 29.56 y está ganancia difiere en 2.7 respecto a la ganancia teorica, al igual que la tensión, la corriente va depender también de la frecuencia. Se comprobó las características de la configuración cascode: • Presenta ganancia de corriente más ganancia de voltaje. • Mejora el ancho de banda. • Presenta alta impedancia para la base común. • Favorece la estabilidad de banda a banda. • Puede trabajar a altas frecuencias. CONCLUSIONES: • Es bueno hacer un análisis teórico, para comprobar y guiarnos al momento de la experimenta de laboratorio, ya que momento de comparar van diferir un poco esto es debido a muchos factores como tolerancia de las resistencias, mala precisión de medir, considerar modelos completos del transistor, ruido eléctrico, etc. • La ganancia en voltaje de un amplificador CASCODE se debe principalmente a la configuración de EC. Esta configuración es representativa del tipo del tipo de
- 14. acoplamiento directo. Esta configuración CASCODE da como resultado un amplificador de elevada GANANCIA, mayor ANCHURA DE BANDA y la RESPUESTA EN FRECUENCIA. • El efecto Miller es la limitación principal de la respuesta a altas frecuencias de un amplificador. Las capacitancias internas limitan la ganancia en altas frecuencias. Debemos evitar de que las señales vayan por los condensadores parásitos. El efecto Miller no existe en los amplificadores cascode. • Cuando se trabaje con amplificadores cascode hay tener en cuenta la frecuencia, la amplitud de la señal y valor de carga. Comentario: Está experiencia 2, me gustó mucho, ya que recordé todo lo avanzado en la teoría, también tuve que aprender algunos nuevos temas, y con la ayuda del simulador Multisim pude comprobar los circuitos planteados en esta experiencia, lo cual me dejo satisfecho y feliz. BIBLIOGRAFIA • Huircan, J. & Carrillo, R. (2011). El Transistor de juntura bipolar (BJT). Temuco: Universidad de la Frontera • SAVANT, C.J.; RODEN, Martín; CARPENTER, Gordon. “Diseño Electrónico”. 3ra. Edición. Edit. Pearson Educación. México. 2000 • MALIK, Norbet. “Circuitos Electrónicos”. 5ta. Edición. Edit. Prentice Hall Hispanoamericana S.A. España. 1996 • HORENSTEIN, Mark. “Microelectrónica: Circuitos y dispositivos”. 2da. Edición. Edit. Prentice Hall Hispanoamericana S.A. México. 1997