Principios de electrónica 7 Edicion por Albert Malvino y David J. Bates

Principios de Electrónica
7ª edición
AA_00_PRINCIPIOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:39 PÆgina i

AA_00_PRINCIPIOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:39 PÆgina ii

7ª edición
ALBERT MALVINO
DAVID J. BATES
Traducción
VUELAPLUMA, S. L.
MADRID BOGOTÁ BUENOS AIRES CARACAS GUATEMALA LISBOA
MÉXICO NUEVA YORK PANAMÁ SAN JUAN SANTIAGO SÃO PAULO
AUCKLAND HAMBURGO LONDRES MILÁN MONTREAL NUEVA DELHI PARÍS
SAN FRANCISCO SIDNEY SINGAPUR ST. LOUIS TOKIO TORONTO
AA_00_PRINCIPIOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:39 PÆgina iii

La información contenida en este libro procede de una obra original publicada por McGraw Hill. No obstante,
McGraw-Hill/Interamericana de España no garantiza la exactitud o perfección de la información publicada.
Tampoco asume ningún tipo de garantía sobre los contenidos y las opiniones vertidas en dichos textos.
Este trabajo se publica con el reconocimiento expreso de que se está proporcionando una información, pero no tra-
tando de prestar ningún tipo de servicio profesional o técnico. Los procedimientos y la información que se presen-
tan en este libro tienen sólo la intención de servir como guía general.
McGraw-Hill ha solicitado los permisos oportunos para la realización y el desarrollo de esta obra.
PRINCIPIOS DE ELECTRÓNICA, 7ª EDICIÓN
No está permitida la reproducción total o parcial de este libro, ni su tratamiento informático, ni la transmisión de
ninguna forma o por cualquier medio, ya sea electrónico, mecánico, por fotocopia, por registro u otros métodos, sin
el permiso previo y por escrito de los titulares del Copyright.
McGraw-Hill / Interamericana
de España, S. A. U.
DERECHOS RESERVADOS © 2007, respecto a la séptima edición en español, por
McGRAW-HILL/INTERAMERICANA DE ESPAÑA, S. A. U.
Edificio Valrealty, 1ª planta
Basauri, 17
28023 Aravaca (Madrid)
http://www.mcgraw-hill.es
universidad@mcgraw-hill.com
Traducido de la séptima edición en inglés de
ELECTRONIC PRINCIPLES
ISBN: 0-07-297527-X
Copyright © 2007 por The McGraw-Hill Companies, Inc.
ISBN: 978-84-481-5619-0
Depósito legal: M.
Editor: Carmelo Sánchez González
Técnico editorial: Israel Sebastián
Compuesto por: Vuelapluma, S. L.
Impreso en
IMPRESO EN ESPAÑA - PRINTED IN SPAIN
AA_00_PRINCIPIOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:39 PÆgina iv

Dedicatoria
Principios de Electrónica, 7ª
edición está dedicado a mi
famila y a mis amigos que
tanto me han apoyado
durante este proceso y
especialmente a Jackie, cuya
paciencia y habilidades me
han ayudado a terminarlo.
Acerca de los autores
Albert P. Malvino sirvió como técnico en electrónica en la
Marina de Estados Unidos desde 1950 hasta 1954. Se graduó
Summa Cum Laude por la Universidad de Santa Clara en
1959 como Ingeniero Electrónico. Durante los cinco años
siguientes, trabajó como ingeniero electrónico en los
laboratorios Microwave Laboratories y en Hewlett-Packard,
obtuvo su máster en Ingeniería Electrónica por la Universidad
de San Jose en 1964. Durante los cuatro años siguientes
impartió clases en Foothill College y recibió el premio National
Science Foundation Fellowship en 1968. Después de doctorarse
en Ingenieria Eléctrica por la Universidad de Stanford en 1970,
el Dr. Malvino se embarcó en su carrera como escritor a tiempo
completo. Ha escrito diez libros de texto que se han traducido
a veinte idiomas habiéndose publicado unas 108 ediciones.
Actualmente, Albert Malvino es consultor y diseñador de
circuitos con microcontroladores para SPD-Smart™. Además,
escribe software para la formación de ingenieros y técnicos
en electrónica. También es miembro del Consejo de Dirección
de Research Frontiers Incorporated. La dirección de su sitio
web es www.malvino.com.
David J. Bates es profesor del departamento de tecnología
electrónica de Western Wisconsin Technical College, en La
Crosse, Wisconsin. Además de trabajar como técnico en
electrónica, tiene más de 25 años de experiencia en la
enseñanza.
Su curriculum incluye un título en Tecnología Electrónica
Industrial, otro en Educación Industrial y un máster en
Educación Vocacional/Técnica. Tiene un certificado FCC
GROL, otro como técnico en hardware de computadoras y
una certificación como técnico electrónico por la
International Society of Certified Electronics Technicians
(ISCET). David J. Bates es actualmente administrador de
certificaciones por el ISCET y es miembro del Consejo de
Dirección del ISCET, además de experto SME en electrónica
básica por la National Coalition for Electronics Education
(NCEE).
David J. Bates también es co-autor del título “Basic
Electricity”, un manual de laboratorio escrito por Zbar,
Rockmaker y Bates.
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:40 PÆgina v

vi
Contenido
Prefacio xi
Capítulo 1 Introducción 2
1.1 Las tres clases de fórmulas 1.5 Teorema de Thevenin
1.2 Aproximaciones 1.6 Teorema de Norton
1.3 Fuentes de tensión 1.7 Detección de averías
1.4 Fuentes de corriente
Capítulo 2 Semiconductores 26
2.1 Conductores
2.2 Semiconductores
2.3 Cristales de silicio
2.4 Semiconductores intrínsecos
2.5 Dos tipos de flujo
2.6 Dopaje de un semiconductor
2.7 Dos tipos de semiconductores
extrínsecos
2.8 El diodo no polarizado
Capítulo 3 Teoría de diodos 54
3.1 Ideas básicas
3.2 El diodo ideal
3.3 La segunda aproximación
3.4 La tercera aproximación
3.5 Detección de averías
3.6 Análisis de circuitos de
arriba-abajo
3.7 Lectura de una hoja de características
Capítulo 4 Circuitos de diodos 82
4.1 El rectificador de media onda
4.2 El transformador
4.3 El rectificador de onda completa
4.4 El rectificador en puente
4.5 El filtro de choque
4.6 El filtro con condensador
a la entrada
4.7 Tensión inversa de pico y
corriente inicial
2.9 Polarización directa
2.10 Polarización inversa
2.11 Disrupción
2.12 Niveles de energía
2.13 La barrera de energía
2.14 Barrera de potencial y
temperatura
2.15 Diodo polarizado en inversa
3.8 Cómo calcular la resistencia
interna
3.9 Resistencia en continua de
un diodo
3.10 Rectas de carga
3.11 Diodos de montaje
superficial
4.8 Otras cuestiones sobre las
fuentes de alimentación
4.10 Recortadores y limitadores
4.11 Cambiadores de nivel
4.12 Multiplicadores de tensión
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:40 PÆgina vi

Capítulo 5 Diodos de propósito especial 132
5.1 El diodo zener
5.2 El regulador zener con carga
5.3 Segunda aproximación del
diodo zener
5.4 Punto límite de funcionamiento
del diodo zener
5.5 Lectura de una hoja de
características
Capítulo 6 Transistores de unión bipolares 174
6.1 El transistor no polarizado
6.2 El transistor polarizado
6.3 Corrientes del transistor
6.4 La conexión en emisor común
6.5 Curva característica de entrada
6.6 Curvas de colector
Capítulo 7 Fundamentos de los transistores 206
7.1 Variaciones en la ganancia
de corriente
7.2 La recta de carga
7.3 El punto de trabajo
7.4 Cómo reconocer la saturación
7.5 El transistor como conmutador
7.6 Polarización de emisor
Capítulo 8 Polarización de los transistores 240
8.1 Polarización mediante divisor
de tensión
8.2 Análisis preciso de la polarización
mediante divisor de tensión
8.3 Recta de carga y punto Q de la
polarización mediante divisor
de tensión
Capítulo 9 Modelos de alterna 268
9.1 Amplificador con polarización
de base
9.2 Amplificador con polarización
de emisor
9.3 Funcionamiento para pequeña
señal
9.4 Beta de alterna
Contenido vii
5.7 Rectas de carga
5.8 Dispositivos
optoelectrónicos
5.9 El diodo Schottky
5.10 El varactor
5.11 Otros diodos
6.7 Aproximaciones del
transistor
características
6.9 Transistores de montaje
superficial
7.7 Excitadores de diodos LED
7.8 El efecto de las pequeñas
variaciones
7.10 Más dispositivos
optoelectrónicos
8.4 Polarización de emisor con
dos alimentaciones
8.5 Otros tipos de polarización
8.7 Transistores PNP
9.5 Resistencia de alterna del
diodo de emisor
9.6 Modelos de dos transistores
9.7 Análisis de un amplificador
9.8 Parámetros de alterna en la
hoja de características
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:40 PÆgina vii

Capítulo 10 Amplificadores de tensión 298
10.1 Ganancia de tensión
10.2 El efecto de carga de la impedancia
de entrada
10.3 Amplificadores multietapa
Capítulo 11 Amplificadores en colector común
y en base común 324
11.1 Amplificador en colector común 11.4 Conexiones Darlington
11.2 Impedancia de salida 11.5 Regulación de tensión
11.3 Etapas en emisor común y en colector 11.6 El amplificador en base
común conectadas en cascada común
Capítulo 12 Amplificadores de potencia 376
12.1 Clasificaciones del amplificador
12.2 Dos rectas de carga
12.3 Funcionamiento en clase A
12.4 Funcionamiento en clase B
12.5 Seguidor de emisor push-pull
de clase B
Capítulo 13 JFET 400
13.1 Ideas básicas
13.2 Curvas de drenador
13.3 La curva de transconductancia
13.4 Polarización en la región óhmica
13.5 Polarización en la región activa
13.6 Transconductancia
Capítulo 14 MOSFET 452
14.1 MOSFET en modo de vaciamiento
14.2 Curvas del MOSFET en modo de
vaciamiento
14.3 Amplificadores MOSFET en modo de
vaciamiento
14.4 MOSFET en modo de enriquecimiento
14.5 La región óhmica
Capítulo 15 Tiristores 490
15.1 El diodo de cuatro capas 15.5 Tiristores bidireccionales
15.2 SCR 15.6 IGBT
15.3 El SCR para protección de la carga 15.7 Otros tiristores
15.4 Control de fase mediante SCR 15.8 Detección de averías
viii Contenido
12.6 Polarización de
amplificadores clase A/AB
12.7 Excitador de clase B/AB
12.8 Funcionamiento en clase C
12.9 Fórmulas para clase C
12.10 Características de potencia
del transistor
10.4 Amplificador con resistencia
de emisor sin desacoplar
10.5 Realimentación en dos
etapas
13.7 Amplificadores JFET
13.8 El conmutador analógico
JFET
13.9 Otras aplicaciones del JFET
13.10 Lectura de las hojas de
características
13.11 Cómo probar un JFET
14.6 Conmutación digital
14.7 CMOS
14.8 FET de potencia
14.9 Amplificadores E-MOSFET
14.10 Cómo probar un MOSFET
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:40 PÆgina viii

Capítulo 16 Efectos de la frecuencia 530
16.1 Respuestas en frecuencia
de un amplificador
16.2 Ganancia de potencia en decibelios
16.3 Ganancia de tensión en decibelios
16.4 Adaptación de impedancias
16.5 Decibelios respecto de una
referencia
16.6 Diagramas de Bode
16.7 Más sobre los diagramas de Bode
16.8 El efecto Miller
Capítulo 17 Amplificadores diferenciales 582
17.1 El amplificador diferencial 17.5 Ganancia en modo común
17.2 Análisis en continua de un 17.6 Circuitos integrados
amplificador diferencial
17.3 Análisis en alterna de un
17.7 El espejo de corriente
amplificador diferencial
17.4 Características de entrada de
17.8 El amplificador diferencial
un amplificador operacional
cargado
Capítulo 18 Amplificadores operacionales 622
18.1 Introducción a los amplifiadores
operacionales
18.2 El amplificador operacional 741
18.3 El amplificador inversor
18.4 El amplificador no inversor
Capítulo 19 Realimentación negativa 666
19.1 Cuatro tipos de realimentación 19.5 El amplificador VCIS
negativa
19.2 Ganancia de tensión del VCVS
19.6 El amplificador ICIS
19.3 Otras ecuaciones del VCVS
19.7 Ancho de banda
19.4 El amplificador ICVS
Capítulo 20 Circuitos lineales con
amplificador operacional 694
20.1 Circuitos con amplificador inversor
20.2 Circuitos con amplificador
no inversor
20.3 Circuitos inversor y no inversor
20.4 Amplificadores diferenciales
20.5 Amplificadores de instrumentación
20.6 Circuitos con amplificador sumador
Contenido ix
16.9 Relación tiempo de subida-
ancho de banda
16.10 Análisis de frecuencia de las
etapas BJT
16.11 Análisis de frecuencia de las
etapas FET
16.12 Efectos de la frecuencia en
los circuitos de montaje
superficial
18.5 Dos aplicaciones del
amplificador operacional
18.6 Circuitos integrados lineales
18.7 Amplificadores operaciona-
les como dispositivos de
montaje superficial
20.7 Intensificadores de corriente
controladas por tensión
20.9 Control automático de
ganancia
20.10 Funcionamiento con una
sola fuente de alimentación
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:40 PÆgina ix

Capítulo 21 Filtros activos 740
Capítulo 22 Circuitos no lineales con
amplificador operacional 796
22.1 Comparadores con referencia cero
22.2 Comparadores con referencias
distintas de cero
22.3 Comparadores con histéresis
22.4 Comparador de ventana
22.5 El integrador
22.6 Conversión de formas de onda
Capítulo 23 Osciladores 842
23.1 Teoría de las oscilaciones sinusoidales
23.2 El oscilador en puente de Wien
23.3 Otros osciladores RC
23.4 El oscilador Colpitts
23.5 Otros osciladores LC
23.6 Cristales de cuarzo
Capítulo 24 Fuentes de alimentación
reguladas 896
24.1 Características de las fuentes
alimentación
24.2 Reguladores paralelo
24.3 Reguladores serie
24.4 Reguladores lineales monolíticos
Apéndice A Derivaciones matemáticas 942
Apéndice B Equivalente de Thevenin del convertidor D/A R/2R 948
Apéndice C Respuestas a los problemas numerados impares 950
Índice 956
x Contenido
23.7 El temporizador 555
23.8 Funcionamiento aestable del
temporizador 555
23.9 Circuitos con el 555
23.10 El PLL
23.11 Generadores de funciones
integrados
21.8 Filtros paso alto con VCVS
21.9 Filtros paso banda con
realimentación múltiple
21.10 Filtros de banda eliminada
21.11 Filtro paso todo
21.12 Filtros bicuadrático y de
variable de estado
22.7 Generación de formas de
onda
22.8 Otros generadores de señales
triangulares
22.9 Circuitos activos con diodos
22.10 El diferenciador
22.11 Amplificador de clase D
21.1 Respuestas ideales
21.2 Respuestas aproximadas
21.3 Filtros pasivos
21.4 Etapas de primer orden
21.5 Filtros paso bajo de segundo orden y
ganancia unidad con VCVS
21.6 Filtros de orden superior
21.7 Filtros paso bajo con componentes
iguales y VCVS
24.5 Intensificadores de corriente
24.6 Convertidores de continua-
continua
24.7 Reguladores conmutados
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:40 PÆgina x

xi
Prefacio
Principios de Electrónica, séptima edición, continúa con su ya tradicional introducción detallada y muy clara-
mente expuesta a los circuitos y dispositivos semiconductores electrónicos. Este libro de texto está dirigido a aque-
llos estudiantes que se enfrentan a su primer curso sobre electrónica lineal. Para abordar este texto, se precisan
conocimientos previos sobre circuitos de continua y alterna, álgebra y algo de trigonemoetría.
Principios de Electrónica proporciona los conocimientos fundamentales sobre las características de los dispo-
sitivos semiconductores, la realización de pruebas y los circuitos prácticos en los que se emplean dichos dispositi-
vos. Los conceptos están explicados claramente, con un estilo de fácil lectura y directo, y establecen las bases
necesarias para comprender el funcionamiento de los sistemas electrónicos, así como técnicas para la localización
de averías.Alo largo de todos los capítulos se proporcionan ejemplos de circuitos prácticos y ejercicios para apren-
der a localizar posibles averías.
Nuevo en esta edición
La información que hemos recibido en diferentes cursos y una exhaustiva revisión, nos han permitido incorporar
a la séptima edición de Principios de Electrónica material mejorado sobre una amplia variedad de dispositivos y
circuitos electrónicos, incluyendo:
• información adicional sobre el transistor PNP,
• el diseño básico del divisor de tensión utilizando el transistor de unión bipolar (BJT),
• un análisis avanzado de la recta de carga en alterna de los amplificadores de potencia con transistores BJT,
• la polarización de los D-MOSFET y E-MOSFET de potencia,
• los transitores IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor),
• los convertidores D/A en escalera R/2R,
• los generadores de funciones integrados y
• los amplificadores de clase D.
En el Capítulo 1, “Introducción”, se presenta de manera más simplificada el formato de los ejercicios sobre detec-
ción de averías con el fin de que facilitar al estudiante su uso y comprensión. Este formato se emplea también en
los restantes capítulos. En el Capítulo 2, “Semiconductores”, se ha añadido una de las muchas“Tablas-resumen”
incluidas a lo largo del libro, que sirven para reforzar los conceptos y como recurso para disponer de información
resumida. En el Capítulo 3, “Teoría de diodos” encontrará hojas de características de dispositivos semiconduc-
tores específicos según se van presentando. Los Capítulos 4 hasta 6 proporcionan información adicional relacio-
nada con técnicas para la realización de pruebas de diodos y transistores, que emplean multímetros digitales, vol-
tímetros y trazadores de curvas de semiconductores. El Capítulo 10, “Amplificadores de tensión” se ocupa del
amplificador en emisor común y el Capítulo 11 “Amplificadores en colector común y en base común”, se centra
en las configuraciones del amplificador en colector común, o seguidor de emisor, en base común y Darlington. El
Capítulo 12, “Amplificadores de potencia”, se ha modificado para incluir los amplificadoers de potencia de clase
A, B, AB y C, así como el análisis de la recta de car ga en alterna. Las modificaciones del Capítulo 13, “JFET”,
están relacionadas con las técnicas de polarización y la polarización del JFET
. En el Capítulo, “MOSFET”, se han
añadido los amplificadores MOSFET en modo de vaciamiento y en modo de enriquecimiento, además de las téc-
nicas para probar los MOSFET. El Capítulo 15, “T iristores”, incluye información detallada sobre el control del
desplazamiento de fase mediante circuitos RC, sobre las técnicas para probar los SCR y se presentan los transisto-
res IGBT. El análisis en el dominio de la frecuencia de las etapas FETse ha añadido en el Capítulo 16, “Efectos de
la frecuencia”. En el Capítulo 20, “Circuitos lineales con amplificador operacional”, se ha incluido el funciona-
miento del circuito convertidor D/Aen escalera R/2R. El Capítulo 22, “Circuitos no lineales con amplificador ope-
racional”, ahora incluye el funcionamiento básico de un amplificador de clase D. Por último, el Capítulo 23, “Os-
ciladores”, contiene una nueva sección dedicada a los generadores de funciones integrados, incluyendo el
XR-2206.
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:40 PÆgina xi

xii
Cómo usar
este libro
Caraterísticas
En la séptima edición de Principios de Electrónica se han incorporado muchas nuevas características para facili-
tar el estudio. La estructura que siguen todos los capítulos es ésta:
INTRODUCCIÓN DEL CAPÍTULO
Cada capítulo comienza con una breve introducción
sobre el tema que el estudiante va a trabajar.
OBJETIVOS DEL CAPÍTULO
Los objetivos del capítulo son frases concisas que
resumen los temas específicos que se van tratar.
Capítulo
4
La mayoría de los dispositivos electrónicos como las televisiones de
alta definición, los reproductores de DVD/CD y las computadoras
necesitan una tensión continua para funcionar correctamente. Como
la red eléctrica proporciona tensión alterna, lo primero que tenemos
que hacer es convertir la tensión alterna de la red en tensión continua.
La parte del dispositivo electrónico que genera esta tensión continua
se denomina fuente de alimentación. Dentro de las fuentes de
alimentación hay circuitos que permiten que la corriente fluya sólo en
una dirección. Estos circuitos son los rectificadores. Este capítulo se
ocupa de los circuitos rectificadores, filtros, recortadores, cambiadores
de nivel y multiplicadores de tensión.
82
83
cambiador de nivel
CI refgulador de tensión
circuito integrado
condensador polarizado
corriente de carga unidireccional
corriente inicial
detector de pico
filtro
filtro con condensador de
entrada
filtro de choque
filtro pasivo
fuente de alimentación
multiplicador de tensión
recortador
rectificador de media onda
rectificador de onda completa
rectificador en puente
rectificadores
resistencia inicial
rizado
tensión inversa de pico
regulador conmutado
valor de continua de una señal
Vocabulario
Contenido del capítulo
4.4 El rectficador en puente
4.6 El filtro con condensador a la
entrada
corriente inicial
Objetivos
Después de estudiar este capítulo, deberá ser
capaz de:
I Dibujar el esquema de un circuito
rectificador de media onda y explicar
su funcionamiento.
■ Describir el papel del transformador
de entrada en las fuentes de
alimentación.
■ Dibujar el esquema de un circuito
rectificador de onda completa y
explicar su funcionamiento.
■ Dibujar el esquema de un
rectificador en puente y explicar
cómo funciona.
■ Analizar el filtro con condensador a
la entrada y su corriente inicial.
■ Enumerar las tres principales carac-
terísticas que se pueden encontrar
en la hoja de características de un
diodo rectificador.
■ Explicar cómo funcionan los recor-
tadores y dibujar sus formas de
onda.
■ Explicar cómo funcionan los
cambiadores de nivel y dibujar sus
formas de onda.
■ Describir el modo en el que operan los
multiplicadores de tensión.
CONTENIDO DEL CAPÍTULO
Los estudiantes pueden utilizar esta sección para obte-
ner una idea rápida del capítulo y localizar los temas
específicos.
VOCABULARIO
Una lista exhaustiva enumera los términos a los que el
estudiante debe prestar atención. A lo largo del capí-
tulo, estos términos se resaltan en negrita al aparecer
por primera vez.
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:40 PÆgina xii

Introducción 11
Ejemplo 1.2
Una fuente de corriente de 2 mAtiene una resistencia interna de 10 M⍀. ¿Cuál es el rango de valores de la resisten-
cia de carga para el que la fuente de corriente es constante?
SOLUCIÓN Puesto que se trata de una fuente de corriente, la resistencia de car
ga tiene que ser pequeña compa-
rada con la resistencia de fuente. Aplicando la regla 100:1, la resistencia máxima de carga es:
RL(máx) ⫽ 0,01(10 M⍀) ⫽ 100 k⍀
El rango donde la corriente por la car ga es constante es una resistencia de car ga cuyo valor varía entre 0 y
100 k⍀.
La Figura 1.7 resume la solución. En la Figura 1.7
a, una fuente de corriente de 2 mAestá en paralelo con 10 M⍀
y una resistencia variable con el valor fijado en 1 ⍀. El amperímetro mide una corriente por la car ga de 2 mA.
Cuando la resistencia de carga varía entre 1 ⍀ y 1 M⍀, como se muestra en la Figura 1.7 b, la fuente sigue siendo
constante hasta llegar a los 100 k⍀. En este punto, la corriente por la car ga disminuye aproximadamente un 1 por
ciento respecto de su valor ideal. Dicho de otra manera, el 99 por ciento de la corriente de la fuente pasa a través de
la resistencia de carga. El 1 por ciento restante pasa a través de la resistencia de fuente. A medida que la resistencia
de carga continúa incrementándose, la corriente por la carga disminuye.
Figura 1.7 Solución.
PROBLEMA PRÁCTICO 1.2 En la Figura 1.7a, ¿cuál es la tensión en la carga cuando la resistencia de carga
es igual a 10 k⍀?
(a)
2,0 mA
RL
1 Ω–10 MΩ
RS
10 MΩ
IS
2 mA
1,80
1,85
1,90
1,95
2,00
1M
1 1k
100 10k 100k
Región continua
(b)
RL resistencia (Ohmios)
IL (mA)
el teorema de Norton y veremos por qué la resistencia interna debe colocarse en paralelo con la fuente de corriente.
La Tabla 1.1 le ayudará a comprender la diferencia entre una fuente de tensión y una fuente de corriente.
Cómo usar este libro xiii
70 Capítulo 3
Figura 3.16 Hoja de características de los diodos 1N4001–1N4007.
(a)
emisor-base, los electrones del emisor entrarán en la bse, como se muestra en
la Figura 6.4. En teoría, estos electrones libres pueden fluir en cualquiera de la
dos direcciones: pueden desplazarse hacia la izquierda y salir de la base, pa-
sando a través deRB en el camino hacia el terminal positivo de la fuente, o pue-
den fluir hacia el colector.
¿Qué camino seguirán los electrones libres? La mayoría irán hacia el co-
lector. ¿Por qué? Existen dos razones: la base está ligeramente dopada y es
muy estrecha. “Ligeramente dopada” implica que los electrones libres tienen
un tiempo de vida largo en la región de la base, que sea “muy estrecha” implica
que los electrones libres sólo tienen que recorrer una distancia muy corta para
alcanzar al colector.
Sólo unos pocos electrones libres se recombinarán con los huecos en la
base ligeramente dopada de la Figura 6.4. Después, como electrones de valen-
cia, fluirán a través de la resistencia de base hasta el terminal positivo de la
fuente de alimentación VBB.
Electrones del colector
Casi todos los electrones libres entran en el colector
, como se muestra en la Fi-
gura 6.5. Una vez que están en el colector, se ven atraídos por la fuente de ten-
sión VCC, por lo que fluyen a través del colector y atraviesanRC hasta alcanzar
el terminal positivo de la tensión de alimentación del colector.
En resumen, lo que ocurre es lo siguiente: en la Figura 6.5,VBB polariza en
directa el diodo de emisor, forzando a los electrones libres del emisor a entrar
en la base. La base es estrecha y está poco dopada, proporcionando el tiempo
suficiente para que todos los electrones se difundan hasta el colector. Estos electrones atraviesan el colector, la re-
sistencia RC, y entran en el terminal positivo de la fuente de tensión VCC.
Figura 6.4 El emisor inyecta electrones libres en la base.
Figura 6.5 Los electrones libres de la base fluyen y entran en el colector.
–
+
–
+
VBB
–
+
VCC
n
n
p
RB
–
+
VCE
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
RC
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
BE
V
–
+
–
+
VBB
–
+
VCC
n
n
p
RB
–
+
VCE
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
RC
BE
V
178 Capítulo 6
INFORMACIÓN ÚTIL
En un transistor, la zona de deplexión
emisor-base es más estrecha que la
zona de deplexión colector-base. La
razón de ello puede atribuirse a los
distintos niveles de dopaje de las
regiones de emisor y de colector. Con
un dopaje tan fuerte en la región de
emisor, la penetración en el material n
es mínima debido a la disponibilidad
de muchos más electrones libres. Sin
embargo, en el lado del colector, hay
disponibles muy pocos electrones
libres y se tiene que penetrar la zona
de deplexión más profundamente con
el fin de alcanzar la barrera de
potencial.
EJEMPLOS
Todos los capítulos contienen ejemplos desarrollados
que muestran conceptos importantes o el funciona-
miento de un circuito, incluyendo análisis y aplicaciones
de circuitos, técnicas para la detección de averías
y diseños básicos.
PROBLEMAS PRÁCTICOS
Los estudiantes pueden afianzar los conceptos realizando
los Problemas Prácticos que siguen a los ejemplos. Las
respuestas a estos problemas pueden encontrarse al final
de cada capítulo.
INFORMACIÓN ÚTIL
Los recuadros “Información útil” se han colocado en los
márgenes y proporcionan información adicional sobre
los temas que se están tratando.
HOJAS DE CARACTERÍSTICAS
Se proporcionan hojas de características parciales y comple-
tas de muchos dispositivos semiconductores; las especifi-
caciones más importantes se examinan y explican. Podrá en-
contrar en Internet las hojas de características completas de
estos dispositivos.
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:41 PÆgina xiii

FOTOGRAFÍAS DE COMPONENTES
Se incluyen fotografías de los dispositivos
electrónicos reales con el fin de proporcionar al
estudiante una idea más clara del dispositivo que
está estudiando.
TABLAS RESUMEN
Las Tablas-resumen reflejan los puntos importantes
tratados en el capítulo. Los estudiantes pueden utili-
zarlas para repasar los temas y como un útil recurso
de información.
xiv Cómo usar este libro
226 Cápitulo 7
la base hará que aumente la corriente de emisor, la corriente de colector y la tensión en la resistencia de colector y
,
en consecuencia, la tensión de colector disminuirá.
La Tabla 7.1 muestra los efectos de los pequeños incrementos de las variables independientes del circuito de la
Figura 7.14. Utilizamos A para indicar aumento, D para indicar disminución y N para no variación (variaciones
menores de un 1 por ciento). Estos resultados se han obtenido aplicando la segunda aproximación. Estudiando esta
tabla y preguntándose por qué se producen las variaciones, podemos mejorar nuestra comprensión sobre cómo fun-
ciona este circuito.
En un transistor pueden presentarse muchos problemas. Puesto que contiene dos diodos, exceder las tensiones de
disrupción, las corrientes máximas o los límites de potencia puede dañar uno o ambos diodos. Entre los posibles
problemas se incluyen cortocircuitos, circuitos abiertos, altas corrientes de fugas y una reducida ␤dc.
Pruebas fuera del circuito
Normalmente, un transistor se prueba empleando un multímetro digital configurado en el rango de pruebas del
diodo. La Figura 7.15 muestra un transistor npn como dos diodos en oposición. Cada unión pn se puede pro-
bar para obtener los valores con polarización directa y polarización inversa. También puede medirse la tensión
colector-emisor, la cual debería dar como resultado una indicación fuera de rango con cualquier polaridad del mul-
tímetro digital. Dado que un transistor tiene tres terminales, hay seis posibles conexiones del multímetro digital
teniendo en cuenta la polaridad, las cuales se muestran en la Figura 7.16
a. Observe que sólo dos de las conexiones
dan como resultado una lectura de aproximadamente 0,7V. También es importante darse cuenta de que el terminal
de base es la única conexión común en ambas lecturas de 0,7V y que requiere una conexión de polaridad positiva
(+). Esto también se muestra en la Figura 7.16b.
Figura 7.15 Transistor npn. Figura 7.16 Lecturas de un multímetro digital para un tran-
sistor NPN. (a) Conexiones con polaridad. (b) Medidas en la unión pn.
(a)
C
E
(b)
B 0L
0,7
0.7
–
+
+
–
+
–
–
+
B E
E B
B C
C B
C E
E C
Lectura
0,7
0,7
0L
0L
0L
0L
⫹ ⫺
⫽
C
C
C
B
E
B
E
B
E
⫽
N
P
N
Tabla 7.1 Análisis de arriba-abajo
VE IE IB IC VC VCE
VBB aumenta A A A A D D
VCC aumenta N N N N A A
RE aumenta N D D D A A
RC disminuye N N N N D D
Figura 7.23 (a) Optoacoplador con LED y fototransistor. (b) Optoacoplador integrado.
la corriente del LED, lo que hace que la corriente a través del fototransistor también varíe. A su vez, esto produce
una variación en la tensión entre los terminales de colector y emisor
. Por tanto, se acopla una tensión de señal desde
el circuito de entrada al circuito de salida.
De nuevo, la ventaja más importante de un optoacoplador es el aislamiento eléctrico entre los circuitos de en-
trada y de salida. Dicho de otra manera, el terminal común del circuito de entrada es distinto del terminal común
del circuto de salida. Por esta razón, no existe ningún camino de conducción entre ambos circuitos, lo que signi-
fica que uno de los circuitos se puede conectar a tierra y el otro dejarse flotante. Por ejemplo, el circuito de entrada
puede estar conectado a la tierra del chasis del equipo, mientras que el terminal común del circuito de salida puede
no estar conectado a tierra. La Figura 7.23b muestra un optoacoplador integrado típico.
Ejemplo
El optoacoplador 4N24 de la Figura 7.24a proporciona aislamiento de la red eléctrica y detecta los cruces por cero
de la tensión de red. La gráfica de la Figura 7.24 b muestra cómo se relaciona la corriente de colector con la co-
rriente del LED. He aquí cómo calcular la tensión de pico de salida del optoacoplador:
El rectificador en puente produce una corriente de onda completa a través del LED. Ignorando las caídas en los
diodos, la corriente de pico a través del LED es:
ILED ⫽ ᎏ
1,41
1
4
6
(1
k
1
⍀
5 V)
ᎏ ⫽ 10,2 mA
El valor de saturación de la corriente del fototransistor es:
IC(sat) ⫽ ᎏ
1
2
0
0
k
V
⍀
ᎏ ⫽ 2 mA
La Figura 7.24b muestra las curvas estáticas de la corriente del
fototransistor en función de la corriente del LED para tres optoaco-
pladores diferentes. Con un 4N24 (curva superior), una corriente de
LED de 10,2 mA produce una corriente de colector de aproximada-
mente 15 mA cuando la resistencia de car ga es cero. En la Figura
7.24a, la corriente del fototransistor nunca alcanza los 15 mA por-
que se satura a 2 mA. En otras palabras, hay más que suficiente co-
rriente de LED para producir la saturación. Puesto que la corrriente
de pico del LED es de 10,2 mA, el transistor está saturado durante
la mayor parte del ciclo. En esta situación, la tensión de salida es
aproximadamente igual a cero, como se muestra en la Figura 7.24c.
Los cruces por cero se producen cuando la tensión de red
cambia de polaridad, de positiva a negativa, o a la inversa. En un
cruce por cero, la corriente del LED cae a cero. En ese instante, el
fototransistor pasa a ser un circuito abierto y la tensión de salida
aumenta hasta aproximadamente 20 V, como se muestra en la
Figura 7.24c. Como podemos ver, la tensión de salida es práctica-
© Brian Moeskau/Brian Moeskau Photography
(a)
–
+
RS
VS
–
+
RC
VCC
(b)
Fundamentos de los transistores 231
INFORMACIÓN ÚTIL
El optoacoplador realmente fue
diseñado como sustituto de estado
sólido del relé mecánico. Funcional-
mente, el optoacoplador es similar a
su antigua contrapartida mecánica
ya que ofrece un alto grado de
aislamiento entre sus terminales de
entrada y de salida. Algunas de las
ventajas de utilizar un optoacoplador
en lugar de un relé mecánico es que
tiene velocidades de operación más
altas, no existen rebotes en los
contactos, su menor tamaño, no
tiene partes móviles y su compatibi-
lidad con los circuitos digitales de
microprocesador.
Amplificadores de potencia 387
Tabla-resumen 12.1 Clases de amplificador
Circuito Características Se usa en
R2
R1
RL
RC
RE
Vin
+
–
VCC
R1
R2
R3
R4
Vin
+
–
VCC
RL
RB
RL
Vin
+
–
VCC
C L
Ángulo de conducción: 360°
Distorsión: pequeña, debida a la
distorsión no lineal
Rendimiento máximo: 25%
MPP ⬍ VCC
Puede utilizar acoplamiento
mediante transformador para
conseguir un rendimiento de
⬇ 50%
Amplificador de
baja potencia
donde el
rendimiento no es
importante
Amplificador de
potencia de salida.
Puede utilizar
configuraciones
Darlington y
diodos en el
circuito de
polarización
Amplificador de
potencia de RF
sintonizado.
Etapa de amplifi-
cación final en
circuitos de
comunicaciones
Ángulo de conducción: ⬇ 180°
Distorsión: pequeña a moderada,
debida a la distorsión de cruce
Rendimiento máximo 78,5%
MPP ⫽ VCC
Utiliza el efecto push-pull y
transistores de salida
complementarios
Ángulo de conducción ⬍ 180°
Distorsión: grande
Rendimiento máximo ⬇ 100%
Basado en el circuito tanque
sintonizado
MPP ⫽ 2 (VCC)
A
B/AB
C
CÓMO PROBAR LOS COMPONENTES
Los estudiantes encontrarán descripciones sobre
como probar componentes electrónicos concretos
utilizando equipos, como por ejemplo, un multí-
metro digital.
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:41 PÆgina xiv

RESUMEN DEL CAPÍTULO
El estudiante puede emplear los resúmenes cuando
repase para los exámenes, o simplemente para asegu-
rarse de que no se ha saltado conceptos fundamenta-
les. También se incluyen las definiciones y derivacio-
nes para asentar mejor lo aprendido.
Cómo usar este libro xv
Resumen
SEC. 4.1 EL RECTIFICADOR
DE MEDIA ONDA
El rectificador de media onda tiene un
diodo en serie con una resistencia de carga.
La tensión en la carga es una señal de
media onda. La tensión media o continua
de un rectificador de media onda es igual al
31,8 por ciento de la tensión de pico.
SEC. 4.2 EL TRANSFORMADOR
Normalmente, el transformador de entra-
da es un transformador reductor en el que
la tensión se reduce y la corriente se incre-
menta. La tensión en el secundario es igual
a la tensión en el primario dividida entre la
relación de espiras.
DE ONDA COMPLETA
El rectificador de onda completa utiliza un
transformador reductor con conexión
intermedia, junto con dos diodos y una
resistencia de carga. La tensión en la carga
es una señal de onda completa con un
valor de pico igual a la mitad de la tensión
del secundario. La tensión media o
continua a la salida del rectificador de
onda completa es igual al 63,6 por ciento
de la tensión de pico, y la frecuencia de
rizado es igual a 120 Hz en lugar de 60 Hz.
EN PUENTE
El rectificador en puente utiliza cuatro
diodos. La tensión en la carga es una señal
de onda completa con un valor de pico
igual a la tensión de pico del secundario. La
tensión media o continua en la carga es
igual al 63,6 por ciento de la tensión de
pico, y la frecuencia de rizado es 120 Hz.
SEC. 4.5 EL FILTRO DE CHOQUE
EL filtro de choque es un divisor de tensión
LC en el que la reactancia inductiva es
mucho mayor que la reactancia capacitiva.
Este tipo de filtro permite que el valor
medio de la señal rectificada pase a la
resistencia de carga.
SEC. 4.6 FILTRO CON
CONDENSADOR
A LA ENTRADA
Este tipo de filtro permite que el valor de
pico de la señal rectificada pase a la resis-
tencia de carga. Con un condensador
grande, el rizado es pequeño, típicamente
menor que el 10 por ciento de la tensión
continua. El filtro con condensador a la
entrada es el más ampliamente utilizado
en las fuentes de alimentación.
SEC. 4.7 TENSIÓN INVERSA
DE PICO Y CORRIENTE
INICIAL
La tensión inversa de pico es la tensión
máxima que aparece en el diodo que no
conduce de un circuito rectificador. Esta
tensión debe ser menor que la tensión de
disrupción del diodo. La corriente inicial es
la corriente breve pero elevada que existe
cuando el circuito se conecta por primera
vez a la alimentación. Esta corriente es así
porque el condensador del filtro tiene que
cargarse a la tensión de pico durante el
primer ciclo o, a lo sumo, durante los pri-
meros ciclos.
SEC. 4.8 OTRAS CUESTIONES
SOBRE LAS FUENTES
DE ALIMENTACIÓN
Normalmente, los transformadores reales
especifican la tensión del secundario para
130 Capítulo 4
1. b 10. d 19. c
2. a 11. b 20. c
3. b 12. b 21. a
4. c 13. c 22. b
5. c 14. a 23. a
6. b 15. b 24. c
7. b 16. a 25. c
8. c 17. d
9. c 18. c
1. Aquí tiene lápiz y papel. Dígame cómo funciona un rectifi-
cador en puente con filtro con condensador a la entrada. En
su explicación, incluya un esquemático y las formas de onda
en distintos puntos del circuito.
2. Suponga que en el laboratorio hay un rectificador en puente
filtro con condensador a la entrada y no funciona. Dígame
cómo detectaría los fallos. Indique qué tipo de instru-
mentos utilizaría y cómo aislaría los fallos más comunes.
3. Una corriente o una tensión excesiva puede destruir los
diodos de una fuente de alimentación. Dibuje un rectificador
en puente con filtro con condensador a la entrada y dígame
cómo la corriente o la tensión pueden destruir un diodo.
Explíqueme lo mismo pero para una tensión inversa excesiva.
4. Dígame todo lo que sepa sobre recortadores, cambiadores de
nivel y circuitos fijadores. Muéstreme las formas de onda
típicas, los niveles de recorte, los niveles de los cambiadores de
nivel y los niveles de protección.
5. Deseo que me explique cómo funciona un detector de pico a
pico. Después, dígame en qué se parecen y en qué se diferen-
cian un duplicador de tensión y un detector de pico a pico.
6. ¿Cuál es la ventaja de utilizar un rectificador en puente en una
fuente de alimentación en oposición a emplear un rectificador
de media onda o de onda completa? ¿Por qué el rectificador
en puente es más eficiente que los otros?
7. ¿En qué aplicación de las fuentes de alimentación es preferible
utilizar un filtro LC en lugar de un filtro RC? ¿Por qué?
8. ¿Cuál es la relación entre un rectificador de media onda y un
rectificador de onda completa?
9. ¿Bajo qué circunstancias es apropiado utilizar un multiplica-
dor de tensión como parte de una fuente de alimentación?
10. Se supone que una fuente de alimentación continua tiene
una salida de 5 V. Con un voltímetro de continua se miden
exactamente 5 V en la salida de la fuente. ¿Es posible que esta
fuente de alimentación tenga algún problema? En caso
afirmativo, ¿cómo detectaría la avería?
11. ¿Por qué utilizaría un multiplicador de tensión en lugar de un
transformador con una relación de espiras muy alta y un
rectificador normal?
12. Enumere las ventajas y desventajas del filtro RC y del filtro
LC.
13. Mientras está buscando las averías de una fuente de alimen-
tación, encuentra una resistencia quemada. Realiza una
medida que demuestra que la resistencia es un circuito
abierto. ¿Debería reeemplazar la resistencia y conectar a
continuación la fuente de alimentación? Si su respuesta es no,
¿qué haría a continuación?
14. En un rectificador en puente, enumere tres posibles fallos y los
correspondientes síntomas de cada uno de ellos.
Respuestas al autotest
Respuestas a los problemas prácticos
4.1 Vdc = 6,53 V
4.2 Vdc = 27 V
4.3 Vp(in) = 12 V;
Vp(out) = 11,3 V
4.5 Vp(out) ideal = 34 V.
Segunda aproximación = 32,6 V
Cuestiones de entrevista de trabajo
PROBLEMAS AL FINAL DEL CAPÍTULO
Al final de cada capítulo se incluye una
amplia variedad de cuestiones y problemas;
aproximadamente el 30% de ellos son
nuevos o se han revisado para esta edición.
Se incluyen problemas de análisis de
circuitos, detección de averías y cuestiones
de entrevista de trabajo.
Circuitos de diodos 125
Problemas
SEC. 4.1 EL RECTIFICADOR DE MEDIA ONDA
4.1 En la Figura 4.36a, ¿cuál es la tensión de pico de salida si el
diodo es ideal? ¿Y el valor medio? ¿Y el valor de continua?
Dibuje la forma de onda de salida.
Figura 4.36
4.2 Repita el problema anterior para el circuito de la Figura
4.36b.
4.3 ¿Cuál es la tensión de pico de salida en el circuito de la
Figura 4.36a utilizando la segunda aproximación del diodo?
¿Y el valor medio? ¿Y el valor de continua? Dibuje la forma
de onda de salida.
4.36b.
4.5 Si un transformador tiene una relación de espiras de 6⬊1,
¿cuál es la tensión eficaz en el secundario? ¿Y la tensión de
pico en el secundario? Suponga que la tensión del primario
es 120 V rms.
es 120 V rms.
4.7 Calcule la tensión de pico de salida y la tensión continua de
salida en el circuito de la Figura 4.37 utilizando un diodo
ideal.
50 V
60 Hz
(a)
(b)
4,7 k⍀
15 V
60 Hz
1 k⍀
Figura 4.37
salida en el circuito de la Figura 4.37 utilizando la segunda
aproximación.
SEC. 4.3 EL RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA
4.9 Un transformador con conexión central y una tensión de
entrada de 120 V tiene una relación de espiras de 4⬊1. ¿Cuál
es la tensión rms en la mitad superior del devanado del
secundario? ¿Y la tensión de pico? ¿Cuál es la tensión rms en
la mitad inferior del devanado del secundario?
4.10 ¿Cuál es la tensión de pico de salida en la Figura 4.38 si los
diodos son ideales? ¿Y el valor medio? Dibuje la forma de
onda de salida.
4.11 Repita el problema anterior utilizando la segunda aproxi-
mación.
Figura 4.38
SEC. 4.4 EL RECTIFICADOR EN PUENTE
4.12 En la Figura 4.39, ¿cuál es la tensión de pico de salida si los
onda de salida.
4.13 Repita el problema anterior utilizando la segunda apro-
ximación.
RL
680 ⍀
V1 V2
120 V
60 Hz
8:1
V1 V2
8:1
470 ⍀
120 V
60 Hz
Figura 4.39
RL
3,3 k⍀
7:1
120 V
60 Hz
D1
D2
8.38 Localice las averías 5 y 6.
266 Capítulo 8
Figura 8.30
R2
2,2 k⍀
R1
10 k⍀
RC
3,6 k⍀
RE
1 k⍀
B
C
+VCC
(10 V)
E
1,8 1,1 6 OK
10 9,3 9,4 OK
0.7 0 0,1 OK
1,8 1,1 10 OK
0 0 10 OK
0 0 10 0
1,1 0,4 0,5 OK
1,1 0,4 10 OK
0 0 0 OK
1.83 0 10 OK
2,1 2,1 2,1 OK
3,4 2,7 2,8
1,83 1,212 10 OK
VB (V)
Avería
MEDIDAS
VE (V) VC (V) R2 (⍀)
OK
T1
T2
T3
T4
T6
T7
T8
T9
T10
T11
T12
T5
TABLAS PARA DETECCIÓN DE AVERÍAS
Las tablas para la detección de averías permiten
al estudiante ver fácilmente los valores que
debe medir para detectar cada posible avería.
Si se emplean junto con un programa de simu-
lación de circuitos, el estudiante podrá desarro-
llar sus propias habilidades en el proceso de
detección de averías.
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:41 PÆgina xv

xvi
Recursos
Recursos para el estudiante
Además de este libro de texto completamente actualizado, se han desarrollado una serie de recursos para el estu-
diante con el fin de ayudarle en el aprendizaje y la comprensión de los principios y aplicaciones de la electrónica.
• El sitio del estudiante dentro delOnline Learning Center (OLC) contiene muchas funcionalidades útiles para
el estudiante, vínculos a sitios de la industria, y listas de componentes y circuitos.
Recursos para el profesor
• El manual del profesorInstructor’s Manual (en inglés) proporciona las soluciones y propone sugerencias para
desarrollar durante las clases.
• Instructor Productivity Center CD ROM, que acompaña al Instructor’s Manual, proporciona presentaciones
PowerPoint para todos los capítulos del texto; Electronic Testbanks con cuestiones de repaso adicionales
para cada capítulo que pueden ordenarse, editarse y modificarse para ajustarse a las necesidades de los cursos
y el e-Instruction’s Classroom Performance System (CPS), un sistema de aprendizaje para la clase que uti-
liza consolas portátiles. Todos estos materiales están en inglés.
• El sitio del profesor dentro del Online Learning Center (protegido mediante contraseña) incluye el Instruc-
tor’s Manual y presentaciones PowerPoint en línea, enlaces con sitios web de la industria y educativos.
• Experiments Manual (en inglés) es un complemento de Principios de Electrónica, con información de
seguimiento de las prácticas de laboratorio incluidas en el Instructor ’s Manual, el Instructor Productiviy Cen-
ter y el sitio web del profesor dentro del Online Learning Center.
• El software Visual Calculator For Electronics permite analizar hasta 140 circuitos electrónicos básicos con
la posibilidad de visualizar cualquiera de las 1500 ecuaciones utilizadas en los cálculos. ConVisual Calculator
puede sustituir los valores estándar de las resistencias para ver los efectos sobre el funcionamiento del circuito,
visualizar las rectas de car ga y otras gráficas, además de ver las hojas de características de muchos compo-
nentes. Los profesores pueden emplear este software para explicar y mostrar el funcionamiento de los circuitos.
Los estudiantes pueden utilizar el software para repasar los exámenes parciales y finales, comprobar las res-
puestas cuando resuelvan problemas en casa, obteniendo con este software las respuestas mucho más rápido
que por cualquier otro método. Visual Calculator está disponible en la dirección http://www.malvino.com.
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:41 PÆgina xvi

xvii
La producción de Principios de Eléctronica, 7ª edición, ha sido verdaderamente un trabajo de equipo. Ha necesi-
tado de la dedicación y el trabajo profesional de mucha gente. Gracias a todo el personal de McGraw-Hill Higher
Education que ha colaborado en esta edición, especialmente a Tom Casson, Jonathan Plant, Lindsay Roth, Kay
Brimeyer y Carol Kromminga. Gracias especialmente a Pat Hoppe por su cuidadosa revisión y su enorme trabajo
con los archivos del programa de simulación de circuitos MultiSim, los cuales constituyen una importante contri-
bución al libro.
Gracias a todos aquellos que me han hecho comentarios y sugerencias extremadamente valiosos durante el
desarrollo de esta edición, incluyendo a aquellos que me han dedicado parte de su tiempo para responder a las en-
cuestas antes de desarrollar el manuscrito, y a aquellos que cuidadosamente han revisado el material. A continua-
ción, cito a los revisores que me han ayudado a conseguir que esta edición sea tan exhaustiva y completa.
Agradecimientos
Revisores de la edición actual
Ron Barrier,
Rowan Cabarrus Community College, NC
Adrien Berthiaume
Northern Essex Community College, MA
M. C. Greenfield
Indiana State University, IN
Craig Hill
Erie Institute of Technology, PA
Patrick Hoppe
Gateway Technical College, WI
Paul Kiser
National Institute of Technology, WV
Dan Lookadoo
New River Community College, VA
William Murray
Broome Community College, NY
Rina Mazzucco
Mesa Community College, AZ
Rajappa Papannareddy
Purdue University, IN
Ken White
Lakeland Community College, OH
Personas encuestadas
Ben Bartlett
College of Southern Idaho, ID
Michele J. Chance
Rowan-Cabarrus Community
College, NC
Walter O. Craig, III
Southern University, LA
Sheila Donchoo
Southern Polytechnic State
University, GA
James A. Duru
Essex County College, NJ
William Eaton
Hinds Community College, MS
Udezei F. Edgal
North Carolina A&T State
University, NC
Glen Elliott
Cambria County Area Community College, PA
Fred Etcheverry
Hartnell College, CA
Jim Fiore
Mohawk Valley Community
College, NY
Rex Fisher
Brigham Young University, ID
John E. Fitzen
Idaho State University, ID
George Fredericks
Northeast State Technical Community College, TN
G. J. Gerard
Gateway Community Technical
College, CT
Albert Gerth
Corning Community College, NY
Melvin G. Gomez
Green River Community
College, WA
James Henderson
Arkansas State University, AR
George Hendricks
Gaston College, NC
Larry Hoffman
Purdue University, IN
David A. Kruse
Lane Community College, OR
Daniel Landiss
St. Louis Community College, MO
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:41 PÆgina xvii

xviii Agradecimientos
M. David Luneau, Jr.
University of Arkansas, AR
Richard McKinney
Nashville State Technical Community College, TN
Paul Nelson
College of the Sequoias, CA
Robert Peeler
Lamar State College, TX
Nasser H. Rashidi
Virginia State University, VA
Steven D. Rice
University of Montana, MT
Robert J. Scoff
University of Memphis, TN
Ron Tinckham
Santa Fe Community College, FL
Anthony Webb
Missouri Tech, MO
Harold Wiebe
Northern Kentucky University, KY
Michael Wilson
Kansas State University, KS
Revisores del manuscrito
Abraham Falsafi
National Institute of Technology, WV
Mohamed Haj-Mohamadi
North Carolina A&T University, NC
Patrick Hoppe
Gateway Technical College, WI
John Lindsey
Kansas Community and Technical College System, KS
Jim Ramming
Vatterott College, MO
Vince Vasco
Pittsburgh Technical Institute, PA
ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:41 PÆgina xviii

ROMANOS_MALVINO.qxd 20/12/2006 14:41 PÆgina 1

2
Capítulo
1
En este capítulo se van a estudiar los distintos tipos de fórmulas, las
fuentes de tensión, las fuentes de corriente, dos teoremas para
resolver circuitos y la detección de averías. Aunque parte de la
exposición constituye un repaso, encontrará diversas ideas que le
facilitarán el comprender los dispositivos semiconductores y le
servirán como marco de trabajo para el resto del libro.
2
CAP01_MALVINO.qxd 20/12/2006 11:36 PÆgina 2

3
aproximación ideal (primera)
corriente de Norton
definición
derivación
detección de averías
dispositivo en circuito abierto
dispositivo en cortocircuito
fórmula
ley
principio de dualidad
puente de soldadura
resistencia de Norton
resistencia de Thevenin
segunda aproximación
tensión de Thevenin
teorema
tercera aproximación
unión de soldadura fría
Vocabulario
1.1 Las tres clases de fórmulas
1.2 Aproximaciones
1.3 Fuentes de tensión
1.5 Teorema de Thevenin
1.6 Teorema de Norton
Objetivos
capaz de:
■ Nombrar los tres tipos de fórmulas y
explicar por qué es correcta cada
una de ellas.
■ Explicar por qué se suelen utilizar
aproximaciones en lugar de las
fórmulas exactas.
■ Definir una fuente de tensión ideal y
una fuente de corriente ideal.
■ Describir cómo puede reconocerse
una fuente de tensión constante y
una fuente de corriente constante.
■ Enunciar el teorema de Thevenin y
aplicarlo a un circuito.
■ Enunciar el teorema de Norton y
aplicarlo a un circuito.
■ Enumerar dos características de los
dispositivos en circuito abierto y en
cortocircuito.

1.1 Las tres clases de fórmulas
Una fórmula es una regla que relaciona magnitudes. La regla puede ser una ecuación, una desigualdad u otra des-
cripción matemática. Encontrará muchas fórmulas en este libro. A menos que se sepa por qué cada una de ellas es
correcta, es posible llegar a confundirlas a medida que se acumulan.Afortunadamente, sólo existen tres formas en
las que las fórmulas pueden expresarse; su conocimiento hará que el estudio de la electrónica sea mucho más ló-
gico y satisfactorio.
La definición
Cuando se estudia electricidad y electrónica es necesario memorizar nuevas palabras comocorriente, tensión y re-
sistencia. Sin embargo, una explicación verbal de las mismas no es suficiente, ya que, por ejemplo, en el caso de
la corriente, la idea que se tenga debe ser matemáticamente idéntica a la de
cualquier otra persona. La única forma de conseguir esta identidad es me-
diante una definición, una fórmula inventada para definir un nuevo con-
cepto.
Veamos un ejemplo de definición. En cursos anteriores habrá aprendido
que la capacidad es igual a la car
ga de una placa dividida por la tensión entre
las placas de un condensador. La fórmula es la siguiente:
C
Q
V

Esta fórmula es una definición. Dice qué es la capacidad C y cómo calcu-
larla. En el pasado, algunos investigadores idearon esta definición y llegó a
ser ampliamente aceptada.
A continuación, tenemos un ejemplo de cómo crear una nueva defini-
ción partiendo de cero. Supongamos que estamos investigando técnicas de
lectura y necesitamos medir de alguna manera la velocidad de lectura. Para
empezar, podríamos definir la velocidad de lectura como el número de
palabras leídas en un minuto. Si el número de palabras es W y el número de minutos es M, podemos escribir una
fórmula como la siguiente:
S
W
M

En esta ecuación, S es la velocidad medida en palabras por minuto.
Para ser más creativos, podemos emplear letras griegas: para las palabras, para los minutos y para la ve-
locidad. La definición quedaría entonces del siguiente modo:

Esta ecuación continúa indicando que la velocidad es igual al número de palabras dividido entre los minutos.
Cuando vea una ecuación como ésta y sepa que se trata de una definición, ya no le parecerá tan misteriosa como
inicialmente pudiera parecer.
En resumen, las definiciones son fórmulas que un investigador crea. Están basadas en observaciones científi-
cas y constituyen las bases del estudio de la electrónica. Son aceptadas simplemente como hechos. Esto siempre se
ha hecho en la ciencia. Una definición es cierta en el mismo sentido que una palabra es cierta; cada una representa
algo de lo que queremos hablar. Cuando se sabe qué fórmulas son definiciones, la electrónica resulta más fácil de
comprender. Dado que las definiciones son puntos de partida, todo lo que hay que hacer es entenderlas y memori-
zarlas.
La ley
Una ley es otra cosa. Una ley resume una relación que ya existe en la naturaleza. Un ejemplo de ley es:
f K
Q
d
1Q
2
2

donde f fuerza
K constante de proporcionalidad, 9(109
)
Q1 primera carga
4 Capítulo 1
INFORMACIÓN ÚTIL
A efectos prácticos, una fórmula es
como un conjunto de instrucciones
escritas utilizando abreviaturas
matemáticas. Una fórmula describe
cómo calcular una determinada
magnitud o un determinado parámetro.

Q2 segunda carga
d distancia entre las cargas
Ésta es la ley de Coulomb, que establece que la fuerza de atracción o repulsión entre dos car gas es directamente
proporcional a las cargas e inversamente proporcional al cuadrado de la distancia entre ellas.
Es una ecuación importante porque en ella se fundamenta la electricidad. Pero, ¿cómo se ha obtenido? Y ¿por
qué es cierta? En principio, todas las variables de esta ley ya existían antes de su descubrimiento. Experimentando,
Coulomb fue capaz de demostrar que la fuerza era directamente proporcional a cada carga e inversamente propor-
cional al cuadrado de la distancia entre ellas. La ley de Coulomb es un ejemplo de una relación existente en la
naturaleza. Aunque investigadores anteriores consiguieron medir f, Q1, Q2 y d, Coulomb descubrió la ley relacio-
nando las magnitudes y escribió la fórmula para ello.
Antes de descubrir una ley, alguien debe tener el presentimiento de que tal relación existe. Después de nume-
rosos experimentos, el investigador escribe la fórmula que resume el descubrimiento. Cuando suficientes personas
confirman mediante experimentos el descubrimiento, la fórmula se convierte en una ley
. Una ley es verdadera por-
que es posible verificarla mediante un experimento.
La derivación
Dada una ecuación como la siguiente:
y 3x
podemos sumar 5 a ambos miembros para obtener:
y 5 3x 5
La nueva ecuación es cierta porque ambos lados siguen siendo iguales. Existen otras muchas operaciones como la
resta, la multiplicación, la división, la factorización y la sustitución que hacen que se conserve la igualdad en
ambos lados de la ecuación. Por esta razón, podemos deducir muchas nuevas fórmulas utilizando las matemáticas.
Una derivación es una fórmula que se puede obtener a partir de otras fórmulas. Esto quiere decir que par-
tiendo de una o más fórmulas y usando las matemáticas se llega a obtener una nueva fórmula que no se encontraba
dentro del conjunto original de fórmulas. Una derivación es verdadera, porque matemáticamente se mantiene la
igualdad de ambos lados de cada una de las ecuaciones por las que se pasa desde la fórmula inicial hasta llegar a
la fórmula derivada.
Por ejemplo, Ohm experimentó con conductores. Descubrió que la relación entre la tensión y la corriente era
una constante, que la denominó resistencia y escribió la siguiente fórmula para definirla:
R
V
I

Ésta es la forma original de la ley Ohm. Reordenándola, obtenemos:
I
V
R

que es una derivación. Es la forma original de la ley de Ohm convertida en otra ecuación.
Veamos otro ejemplo. La definición de capacidad viene dada por la expresión:
C
Q
V

Podemos multiplicar ambos lados por V para obtener la siguiente nueva ecuación:
Q CV
que es una derivación, que dice que la carga en un condensador es igual a su capacidad multiplicada por la tensión
que cae en él.
Recuerde que...
¿Por qué una fórmula es verdadera? Hay tres posibles respuestas. Para asentar bien sus fundamentos electrónicos,
clasifique cada nueva fórmula dentro de una de estas tres categorías:
Definición: una fórmula inventada para un nuevo concepto.
Ley: una fórmula para una relación que existe en la naturaleza.
Derivación: una fórmula obtenida matemáticamente.
Introducción 5

1.2 Aproximaciones
En nuestra vida diaria utilizamos aproximaciones continuamente. Si alguien nos pregunta nuestra edad, podemos
responder 21 (ideal). O podemos decir que 21 para 22 (segunda aproximación). O incluso podríamos responder
que 21 años y nueve meses (tercera aproximación), o si quisiéramos ser aún más precisos doríamos que 21 años,
9 meses, 2 días, 6 horas, 23 minutos y 42 segundos (exacto).
Este ejemplo ilustra los diferentes niveles de aproximación: una aproximación ideal, una segunda aproxima-
ción, una tercera aproximación y una respuesta exacta. La aproximación que se emplee depende de cada situación.
Esto mismo también se aplica a la electrónica.Al efectuar análisis de circuitos, habrá que elegir una aproximación
que se ajuste a la situación.
La aproximación ideal
¿Sabía que un cable AWG 22 de 33 cm que está a 2,4 cm de un chasis tiene una resistencia de 0,016 , una in-
ductancia de 0,24 H y una capacidad de 3,3 pF? Si tuviéramos que incluir los efectos de la resistencia, la induc-
tancia y la capacidad en cada cálculo de la corriente, emplearíamos una enorme cantidad de tiempo en la realiza-
ción de los cálculos. Es por esta razón por la que todo el mundo ignora la resistencia, la inductancia y la capacidad
de los cables de conexión en la mayor parte de los casos.
La aproximación ideal, denominada en ocasiones primera aproximación, es el circuito equivalente más sim-
ple de un dispositivo. Por ejemplo, la aproximación ideal de un cable de conexión es un conductor de resistencia
cero. Esta aproximación ideal es adecuada para los trabajos cotidianos de electrónica.
La excepción se produce cuando se trabaja a altas frecuencia, donde hay que tener en cuenta la inductancia y
la capacitancia del cable. Supongamos que un cable de 2,4 cm tiene una inductancia de 0,24 H y una capacidad
de 3,3 pF. A 10 MHz, la reactancia inductiva es de 15,1 y la reactancia capacitiva es de 4,82 k
. Lógicamente,
en este caso, un diseñador ya no puede considerar ideal el fragmento de cable. Dependiendo del resto del cir-
cuito, las reactancias inductiva y capacitiva de un cable de conexión pueden llegar a ser importantes.
Como norma general, podemos utilizar la aproximación ideal para un segmento de cable a frecuencias inferio-
res a 1 MHz. Normalmente, ésta es una regla segura, aunque esto no quiere decir que podamos despreocuparnos
del cableado. En general, es aconsejable utilizar cables de conexión tan cortos como sea posible, ya que en algún
punto de la escala de frecuencias, dichos cables comenzarán a degradar el funcionamiento del circuito.
Cuando se están buscando averías, normalmente, la aproximación ideal es la más adecuada, porque se pueden bus-
car desviaciones importantes respecto de las corrientes y tensiones normales. En este libro, idealizaremos los disposi-
tivos semiconductores reduciéndolos a simples circuitos equivalentes. Utilizando aproximaciones ideales, es fácil
analizar y comprender cómo funcionan los circuitos de semiconductores.
La segunda aproximación
La aproximación ideal de una pila de linterna es una fuente de tensión de 1,5
V. La segunda aproximación añade uno
o más componentes a la aproximación ideal. Por ejemplo, la segunda aproximación de una pila de linterna es una
fuente de tensión de 1,5V y una resistencia en serie de 1. Esta resistencia serie se denomina resistencia defuente o
interna de la pila. Si la resistencia de car ga es menor que 10 , la tensión de carga será notablemente menor que a
1,5 V, debido a la caída de tensión en la resistencia interna. En este caso, un cálculo preciso deberá incluir la resis-
tencia de fuente.
La tercera aproximación y siguientes
La tercera aproximación incluye otro componente más en el circuito equivalente del dispositivo. En el Capítu-
lo 3 se proporciona un ejemplo de la tercera aproximación al estudiar los diodos semiconductores.
Es posible realizar incluso aproximaciones superiores incluyendo muchos componentes en el circuito equiva-
lente de un dispositivo. La realización de cálculos manuales utilizando estas aproximaciones puede llegar a ser muy
complicada y llevar mucho tiempo. Por esta razón, a menudo se emplean computadoras que ejecutan software de si-
mulación de circuitos, como por ejemplo, MultiSim de ElectronicsWorkbench (EWB) y PSpice, que son programas
comerciales que usan aproximaciones de orden superior para analizar los circuitos semiconductores. Muchos de los
circuitos y ejemplos del libro se pueden analizar y visualizar utilizando este tipo de software.
Conclusión
La aproximación que se emplee depende de lo que se esté intentando hacer . Si se están detectando averías, nor-
malmente, la aproximación ideal resulta adecuada. En muchas situaciones, la segunda aproximación es la mejor
6 Capítulo 1

opción porque es fácil de usar y no se necesita emplear una computadora. Para aproximaciones de orden superior,
es preciso utilizar una computadora y un programa de simulación de circuitos.
1.3 Fuentes de tensión
Una fuente ideal de tensión continua produce una tensión en la carga que es constante. El ejemplo más sencillo de
una fuente ideal de tensión continua es una batería perfecta, cuya resistencia interna es cero. La Figura 1.1
a mues-
tra una fuente ideal de tensión conectada a una resistencia de carga variable de valor comprendido entre 1 y 10
M. La lectura del voltímetro es de 10 V, que es exactamente la tensión de la fuente.
La Figura 1.1b muestra una gráfica de la tensión en la carga en función de la resistencia de carga. Como pode-
mos ver, la tensión en la carga se mantiene en 10 V cuando la resistencia de carga varía desde 1 hasta 1 M. En
otras palabras, una fuente ideal de tensión continua produce una tensión constante en la car
ga, independientemente
de lo grande o pequeña que sea la resistencia de car ga. Con una fuente ideal de tensión continua, sólo varía la
corriente de carga cuando varía la resistencia de carga.
Segunda aproximación
Una fuente ideal de tensión es un dispositivo teórico; no puede existir en la naturaleza. ¿Por qué? Cuando la resis-
tencia de carga tiende a cero, la corriente por la carga tiende a infinito. Ninguna fuente de tensión real puede pro-
ducir una corriente infinita, ya que toda fuente real de tensión tiene una resistencia interna. La segunda aproxima-
ción de una fuente de tensión continua incluye esta resistencia interna.
La Figura 1.2a ilustra esta idea.Ahora tenemos una resistencia de fuenteRS de 1 en serie con la batería ideal.
La lectura en el voltímetro es de 5 V cuando RL es 1 . ¿Por qué? Porque la corriente por la carga es igual a 10 V
dividido entre 2 , es decir, 5 A. Cuando los 5 A pasan a través de la resistencia de fuente de 1 , se produce una
caída de tensión interna de 5 V. Ésta es la razón de que la tensión en la carga sea sólo la mitad del valor ideal, ca-
yendo la otra mitad en la resistencia interna.
La Figura 1.2b muestra la gráfica de la tensión en la carga en función de la resistencia de carga. En este caso,
la tensión en la carga no se aproxima al valor ideal hasta que la resistencia de carga es mucho mayor que la resis-
tencia de la fuente. Pero, ¿qué es exactamente mucho mayor? O lo que es lo mismo, ¿cuándo podemos ignorar la
resistencia de fuente?
Fuente de tensión constante
Ahora es el momento en que nos resultará útil una nueva definición. Así que, vamos a inventarla. Podemos
ignorar la resistencia de fuente cuando sea al menos 100 veces más pequeña que la resistencia de car ga.
Cualquier fuente que satisfaga esta condición será una fuente de tensión constante. La definición sería entonces
la siguiente:
Fuente de tensión continua RS 0,01RL (1.1)
Introducción 7
Figura 1.1 (a) Fuente ideal de tensión y resistencia de carga variable. (b) La tensión en la carga es constante para resistencias de carga
grandes.
(a)
VS
10 V
RL
1 –1 M
M1
10,0 V
7
8
9
10
11
1M
1 1k
100 10k 100k
(b)
VS (V)

Esta fórmula define lo que identificamos como una fuente de tensión constante. El límite de la desigualdad
(donde se cambia por ) nos proporciona la siguiente ecuación:
RS 0,01RL
Despejando para conocer la resistencia de car ga, se obtiene la resistencia de car ga mínima que se puede utilizar
manteniendo todavía una fuente constante:
RL(min) ⴝ 100RS (1.2)
En otras palabras, la resistencia de carga mínima es igual a 100 veces la resistencia de fuente.
La Ecuación (1.2) es una derivación. Hemos partido de la definición de fuente de tensión continua y reorde-
nándola hemos obtenido la resistencia de carga mínima permitida en una fuente de tensión continua. Mientras que
la resistencia de carga sea mayor que 100RS, la fuente de tensión será constante. Cuando la resistencia de carga es
igual a este valor del caso peor, el error de cálculo al ignorar la resistencia de fuente es del 1 por ciento, error lo su-
ficientemente pequeño como para poder desestimarlo en una segunda aproximación.
La Figura 1.3 muestra una gráfica que resume de forma visual el funcionamiento de una fuente de tensión
continua. La resistencia de carga tiene que ser mayor que 100RS para que la fuente de tensión sea constante.
Una fuente de tensión continua genera una tensión en la car ga constante para distintas resistencias de carga. Una
fuente de corriente continua es diferente: genera una corriente constante en la carga para distintas resistencias de
carga. Un ejemplo de una fuente de corriente continua sería una batería con una resistencia de fuente grande
(Figura 1.4a). En este circuito, la resistencia de fuente es 1 M y la corriente por la carga es:
8 Capítulo 1
Figura 1.3 La región de tensión constante se da cuando la resistencia de carga es suficientemente grande.
100Rs
Región continua
VS (V)
Figura 1.2 (a) La segunda aproximación incluye una resistencia de fuente. (b) ) La tensión en la carga es constante para resistencias de carga
grandes.
4
5
6
7
8
9
10
1M
1 1k
100 10k 100k
Región continua
VS (V)
RL
1 –1 M
RS
1 Ω
M1
VS
10 V
5,0 V

IL
RS
V

S
RL

Cuando RL es 1 en la Figura 1.4a, la corriente de carga es:
IL
1 M
1

0

V
1
10 A
En este tipo de cálculo, las resistencias de car ga pequeñas apenas
tienen efecto sobre la corriente que pasa por la carga.
La Figura 1.4 b muestra el efecto de variar la resistencia de
carga desde 1 hasta 1 M. En este caso, la corriente de car ga
permanece constante en 10A en un amplio rango. Sólo cuando la
resistencia de carga es mayor de 10 k se aprecia una caída en la
corriente por la carga.
Fuente de corriente constante
Aquí tenemos otra definición que nos resultará útil, especialmente
con los circuitos semiconductores. Ignoraremos la resistencia in-
terna de una fuente de corriente cuando sea al menos 100 veces más
grande que la resistencia de carga. Cualquier fuente que satisfaga esta condición es una fuente de corriente cons-
tante. La definición es entonces:
Fuente de corriente constante: RS 100RL (1.3)
El límite inferior de esta expresión se corresponde con el caso peor, luego:
RS 100RL
Despejando la resistencia de carga, obtenemos la máxima resistencia de carga que podemos emplear teniendo to-
davía una fuente de corriente constante:
RL(máx) ⴝ 0,01RS (1.4)
Es decir, la resistencia máxima de carga es igual a 1/100 de la resistencia de fuente.
La Ecuación (1.4) es una derivación porque hemos partido de la definición de fuente de corriente constante y
la hemos reordenado para obtener la resistencia de carga máxima. Cuando la resistencia de carga es igual al valor
del caso peor, el error de cálculo es del 1 por ciento, que es lo suficientemente pequeño como para poder ignorarlo
en una segunda aproximación.
La Figura 1.5 muestra la región en la que la fuente de corriente es constante, siempre que la resistencia de car
ga
sea menor que 0,01RS.
Ejemplo 1.1
La definición de fuente de tensión constante se aplica a fuentes alternas y a fuentes continuas. Supongamos que una
fuente alterna tiene una resistencia de fuente de 50 . ¿Para qué resistencia de carga será constante la fuente?
SOLUCIÓN Multiplicamos por 100 para obtener la resistencia de carga mínima:
RL 100RS 100(50 ) 5 k
Mientras que la resistencia de carga sea mayor que 5 k, la fuente de tensión alterna es constante y podremos ig-
norar la resistencia interna de la fuente.
Una consideración final: utilizar la segunda aproximación para una fuente de tensión alterna es válido sólo a
bajas frecuencias. A frecuencias altas, entran en juego factores adicionales como las inductancias de los cables y
las capacidades de pérdidas. En un capítulo posterior abordaremos estos efectos a frecuencia altas.
PROBLEMA PRÁCTICO 1.1 Si la resistencia de fuente en alterna del Ejemplo 1.1 es de 600 , ¿para qué
resistencia de carga la fuente será constante?
Introducción 9
INFORMACIÓN ÚTIL
Una fuente de alimentación bien
regulada es un buen ejemplo de una
fuente de tensión continua.
INFORMACIÓN ÚTIL
En los terminales de salida de una fuente
de corriente constante, la tensión en la
carga VL aumenta en proporción directa
a la resistencia de carga.

Símbolo esquemático
La Figura 1.6a es el símbolo esquemático de una fuente de corriente ideal, una fuente cuya resistencia interna es
infinita. Esta aproximación ideal no puede encontrarse en la naturaleza, aunque puede existir matemáticamente.
Por tanto, podemos utilizar la fuente de corriente ideal para realizar análisis rápidos de circuitos y en la detección
de averías.
La Figura 1.6a muestra una definición visual: es el símbolo de una fuente de corriente. Este símbolo indica que
el dispositivo genera una corriente constanteIS. Resulta útil pensar en una fuente de corriente como si se tratara de
una bomba que genera una cantidad fija de culombios por segundo. De aquí viene la expresión que seguramente
habrá escuchado “la fuente de corriente bombea 5 mA a través de una resistencia de carga de 1 k”.
La Figura 1.6b muestra la segunda aproximación. La resistencia interna está en paralelo con la fuente de co-
rriente ideal, no en serie como en el caso de una fuente ideal de tensión. Más adelante en el capítulo estudiaremos
10 Capítulo 1
Figura 1.4 (a) Simulación de una fuente de corriente mediante una fuente de tensión continua y una resistencia grande. (b) La corriente
por la carga es constante para resistencias de carga pequeñas.
(a)
M1
RL
1 –1 M
RS
1 M
VS
10 V
4
5
6
7
8
9
10
1M
1 1k
100 10k 100k
Región
continua
(b)
IL (µA)
10,0 µA
Figura 1.5 La región constante se produce cuando la resistencia de carga
es lo suficientemente pequeña.
0,01RS
100%
99%
Resistencia de carga
Corriente
de
carga
Región continua
Figura 1.6 (a) Símbolo esquemático de una fuente
de corriente. (b) Segunda aproximación de una fuente de
corriente.
RS
IS
IS
(a) (b)
Tabla 1.1 Propiedades de las fuentes de tensión y de corriente
Magnitud Fuente de tensión Fuente de corriente
RS Típicamente baja Típicamente alta
RL Mayor que 100RS Menor que 0,01RS
VL Constante Depende de RL
IL Depende de RL Constante

Introducción 11
Ejemplo 1.2
Una fuente de corriente de 2 mAtiene una resistencia interna de 10 M. ¿Cuál es el rango de valores de la resisten-
cia de carga para el que la fuente de corriente es constante?
SOLUCIÓN Puesto que se trata de una fuente de corriente, la resistencia de car
ga tiene que ser pequeña compa-
rada con la resistencia de fuente. Aplicando la regla 100:1, la resistencia máxima de carga es:
RL(máx) 0,01(10 M) 100 k
El rango donde la corriente por la car ga es constante es una resistencia de car ga cuyo valor varía entre 0 y
100 k.
La Figura 1.7 resume la solución. En la Figura 1.7
a, una fuente de corriente de 2 mAestá en paralelo con 10 M
y una resistencia variable con el valor fijado en 1 . El amperímetro mide una corriente por la car ga de 2 mA.
Cuando la resistencia de carga varía entre 1 y 1 M, como se muestra en la Figura 1.7 b, la fuente sigue siendo
constante hasta llegar a los 100 k. En este punto, la corriente por la car ga disminuye aproximadamente un 1 por
ciento respecto de su valor ideal. Dicho de otra manera, el 99 por ciento de la corriente de la fuente pasa a través de
la resistencia de carga. El 1 por ciento restante pasa a través de la resistencia de fuente. A medida que la resistencia
de carga continúa incrementándose, la corriente por la carga disminuye.
Figura 1.7 Solución.
PROBLEMA PRÁCTICO 1.2 En la Figura 1.7a, ¿cuál es la tensión en la carga cuando la resistencia de carga
es igual a 10 k?
Ejemplo 1.3
Cuando analicemos los circuitos con transistores, veremos los transistores como fuentes de corriente. En un circuito
bien diseñado, el transistor se comporta como una fuente de corriente constante, por lo que se puede ignorar su re-
sistencia interna, para luego calcular la tensión en la car ga. Por ejemplo, si un transistor está bombeando 2 mA a
través de una resistencia de carga de 10 k, la tensión en la carga será de 20 V.
(a)
2,0 mA
RL
1 –10 M
RS
10 M
IS
2 mA
1,80
1,85
1,90
1,95
2,00
1M
1 1k
100 10k 100k
Región continua
(b)
IL (mA)
el teorema de Norton y veremos por qué la resistencia interna debe colocarse en paralelo con la fuente de corriente.
La Tabla 1.1 le ayudará a comprender la diferencia entre una fuente de tensión y una fuente de corriente.

12 Capítulo 1
1.5 Teorema de Thevenin
De vez en cuando, alguien consigue dar un gran salto en el campo de la ingeniería que nos proporciona a todos un
nuevo impulso. Un ingeniero francés, M. L. Thevenin, hizo posible uno de estos saltos cuánticos al deducir el
teorema de circuitos que lleva su nombre: el teorema de Thevenin.
Definición de la tensión y la resistencia de Thevenin
Un teorema es una afirmación que puede demostrarse matemáticamente. Por esta razón, no es una definición ni
una ley, por lo que lo clasificamos como una derivación. Recordemos las ideas sobre el teorema de Thevenin que
se han adquirido en cursos anteriores. En la Figura 1.8
a, la tensión de Thevenin VTH se define como la tensión que
aparece entre los terminales de carga cuando la resistencia de carga está en circuito abierto. Por esta razón, en oca-
siones a la tensión de Thevenin se la denomina tensión en circuito abierto. Su definición sería entonces:
Tensión de Thevenin: VTH ⴝ VOC (OC= open circuit, circuito abierto) (1.5)
La resistencia de Thevenin se define como la resistencia que mide un óhmetro en los terminales de la car ga
de la Figura 1.8a cuando todas las fuentes se anulan y la resistencia de carga está en circuito abierto. Su definición
sería entonces:
Resistencia de Thevenin: RTH ⴝ ROC (1.6)
Con estas dos definiciones, Thevenin fue capaz de deducir el famoso teorema que lleva su nombre.
Debemos hacer una puntualización para poder hallar la resistencia deThevenin. Anular una fuente puede tener
diferentes significados según se trate de fuentes de tensión o de corriente. Cuando se anula una fuente de tensión,
ésta se reemplaza por un cortocircuito, porque es la única forma de garantizar una tensión de cero cuando circula
corriente a través de la fuente de tensión. Cuando se anula una fuente de corriente, se reemplaza por un circuito
abierto, porque es la única manera de garantizar una corriente igual a cero cuando cae una tensión entre los termi-
nales de la fuente de corriente. Resumiendo:
Para anular una fuente de tensión, se reemplaza por un cortocircuito.
Para anular una fuente de corriente, se reemplaza por un circuito abierto.
La derivación
¿Qué dice el teorema de Thevenin? Fíjese en la Figura 1.8a. La caja negra puede contener cualquier circuito for-
mado por fuentes de continua y resistencias lineales. Una resistencia lineal no varía cuando aumenta la tensión.
Thevenin consiguió demostrar que, independientemente de lo complejo que sea el circuito que haya en el interior
de la caja negra de la Figura 1.8a, producirá exactamente la misma corriente en la carga que el circuito más sim-
ple mostrado en la Figura 1.8b. Como derivación obtenemos:
IL ⴝ (1.7)
Profundicemos en esta idea. El teorema de Thevenin es una herramienta muy poderosa, por lo que los inge-
nieros y técnicos emplean este teorema constantemente. Posiblemente, los electrónicos no estarían donde están
actualmente sin este teorema. No sólo simplifica los cálculos, sino que permite explicar el funcionamiento de cir-
cuitos que sería imposible explicar utilizando sólo las ecuaciones de Kirchhoff.
Figura 1.8 (a) Caja negra que contiene un circuito lineal. (b) Circuito de Thevenin.
(a)
B
A
CUALQUIER CIRCUITO
CON FUENTES DE
CONTINUA
Y RESISTENCIAS
LINEALES
RL
(b)
B
A
RL
RTH
VTH
VTH

RTH ⴙ RL

Introducción 13
Ejemplo 1.4
¿Cuáles son la tensión y la resistencia de Thevenin en el circuito de la Figura 1.9a?
Figura 1.9 (a) Circuito original. (b) Resistencia de carga en circuito abierto para obtener la tensión de Thevenin. (c) Poner a cero
la fuente para obtener la resistencia de Thevenin.
SOLUCIÓN En primer lugar, calculamos la tensión de Thevenin. Para ello, hay que dejar en circuito abierto la
resistencia de carga. Abrir la resistencia de carga es equivalente a eliminarla del circuito, como se muestra en la Fi-
gura 1.9b. Puesto que circulan 8 mAa través de la resistencia de 6 k en serie con la de 3 k, caerán 24 V en la re-
sistencia de 3 k. Puesto que no circula corriente por la resistencia de 4 k , los 24 V aparecerán entre los termi-
nales AB. Por tanto:
VTH 24 V
Obtengamos ahora la resistencia de Thevenin. Anular una fuente continua es equivalente a reemplazarla por un
cortocircuito, como se muestra en la Figura 1.9c. ¿Cuál será la lectura que dará un óhmetro colocado en los termi-
nales AB?
Será 6 k. ¿Por qué? Porque mirando hacia atrás desde los terminales AB estando la batería cortocircuitada, el
óhmetro ve 4 k en serie con una conexión en paralelo de las resistencias de 3 k
y 6 k. Luego, podemos escribir:
RTH 4 k
3
3
k
k

6
6
k

6 k
El producto de 3 k y 6 k dividido entre la suma de las mismas resistencias da como resultado 2 k, resultado al que
se suma 4 k, obteniendo finalmente 6 k.
De nuevo, necesitamos escribir una nueva definición. Las conexiones en paralelo en electrónica son tan fre-
cuentes que la mayoría de la gente utiliza una notación simplificada para ellas.A partir de ahora emplearemos la si-
guiente notación:
储 en paralelo con
Siempre que vea dos barras verticales en una ecuación, recuerde que significa en paralelo con. En la industria, la
ecuación anterior para la resistencia de Thevenin se escribe del siguiente modo:
RTH 4 k (3 k 储 6 k) 6 k
La mayoría de los ingenieros y técnicos saben que las barras verticales indican una conexión en paralelo. Por tanto,
de forma automática calculan el cociente entre el producto y la suma, como se ve en la expresión anterior
, para cal-
cular la resistencia equivalente de 3 k en paralelo con 6 k.
La Figura 1.10 muestra el circuito deThevenin con una resistencia de carga. Compare este sencillo circuito con
el circuito original de la Figura 1.9a. ¿Ve cómo facilita el cálculo de la corriente por la carga para diferentes resis-
tencias de carga? Si no lo ve, el siguiente ejemplo le ayudará a entenderlo.
Figura 1.10 Circuito de Thevenin para el circuito de la Figura 1.9a.
24 V R
6 k A
B
(a)
72 V RL
6 k 4 k A
3 k
B
(b)
72 V
6 k 4 k A
3 k
B
(c)
6 k 4 k A
3 k
B

14 Capítulo 1
PROBLEMA PRÁCTICO 1.4 Utilizando el teorema de Thevenin, calcular la corriente por la car ga en el
circuito de la Figura 1.9a para los siguientes valores de RL: 2 k, 6 k y 18 k?
Si desea apreciar realmente la potencia del teorema de Thevenin, intente calcular las corrientes anteriores
utilizando el circuito original de la Figura 1.9a y cualquier otro método.
Ejemplo 1.5
Una placa grapinada es normalmente un circuito construido con conexiones sin soldadura en la que se da poca im-
portancia a la ubicación final de los componentes, y cuya finalidad es probar la viabilidad de un diseño. Suponga-
mos que tenemos el circuito de la Figura 1.1 1a montado en una placa de este tipo en un banco de laboratorio.
¿Cómo mediría la tensión y la resistencia de Thevenin?
SOLUCIÓN Como se muestra en la Figura 1.1 1b, comenzamos reemplazando la resistencia de car ga por un
multímetro. Después de configurar el multímetro para obtener una lectura en voltios, éste proporciona una lectura
de 9 V. Ésta es la tensión de Thevenin. A continuación, sustituimos la fuente de continua por un cortocircuito (Fi-
gura 1.11c). Configuramos el multímetro para medir ohmios y obtenemos una lectura de 1,5 k . Ésta es la resis-
tencia de Thevenin.
¿Existe alguna fuente de error en el método de medida anterior? Sí, cuando se mide la tensión, hay que vigi-
lar el valor de la impedancia de entrada del multímetro. Dado que esta impedancia de entrada se encuentra entre
los terminales de medida, circula una pequeña corriente a su través. Por ejemplo, si utilizamos un multímetro de
bobina móvil, la sensibilidad típica es de 20 k por voltio. En el rango de 10 V, el voltímetro presenta una resis-
tencia de entrada de 200 k, que cargará al circuito ligeramente y hará que la tensión en la carga disminuya de 9
a 8,93 V.
Como regla general, la impedancia de entrada del voltímetro debe ser al menos 100 veces más grande que la
resistencia de Thevenin, para que el error de car ga sea menor del 1 por ciento. Para evitar el error de carga,
utilice una entrada FET (Field-Effect Transistor, transistor de efecto de campo) o un multímetro digital (DMM,
Digital Multimeter) en lugar de un multímetro de bobina móvil. La impedancia de entrada de estos instrumentos
es al menos 10 M, lo que normalmente elimina el error de carga.
Figura 1.11 (a) Circuito en un banco de laboratorio. (b) Medida de la tensión de Thevenin. (c) Medida de la resistencia de
Thevenin.
(a)
(b)
Medida de la tensión de Thevenin
g
Circuito equivalente de Thevenin
Circuito original

Figura 1.11 (continuación)
(c)
Medida de la resistencia de Thevenin
Introducción 15
1.6 Teorema de Norton
Recordemos algunas de las ideas sobre el teorema de Norton adquiridas en cursos anteriores. En la Figura 1.12 a,
la corriente de Norton IN se define como la corriente por la car ga cuando la resistencia de carga está cortocircui-
tada. Por esta razón, en ocasiones, la corriente de Norton se denominacorriente de cortocircuito. Luego esta defi-
nición se expresa como,
Corriente de Norton: IN ⴝ ISC (SC short-circuit, cortocircuito (1.8)
La resistencia de Norton es la resistencia que mide un óhmetro en los terminales de car ga cuando se anulan
todas las fuentes y la resistencia de carga está en circuito abierto. Esta definición se expresa como sigue:
Resistencia de Norton: RN ⴝ ROC (1.9)
Dado que la resistencia de Thevenin es igual a ROC, podemos escribir:
RN ⴝ RTH (1.10)

16 Capítulo 1
(a) (b)
B
A
CUALQUIER CIRCUITO
CON FUENTES DE
CONTINUA Y
RESISTENCIAS
LINEALES
RL
B
A
RL
RN
IN
Figura 1.12 (a) La caja negra contiene un circuito lineal. (b) Circuito de Norton.
Esta derivación dice que la resistencia de Norton es igual a la resistencia de Thevenin. Si se obtiene una resisten-
cia de Thevenin de 10 k, sabemos de forma inmediata que la resistencia de Norton también es igual a 10 k .
Idea básica
¿Qué dice el teorema de Norton? Fíjese en la Figura 1.12a. La caja negra puede contener cualquier circuito formado
por fuentes de continua y resistencias lineales. Norton demostró que el circuito contenido en la caja negra de la
Figura 1.12a producirá exactamente la misma tensión en la carga que el sen-
cillo circuito de la Figura 1.12 b. Como derivación, el teorema de Norton se
expresa del siguiente modo:
VL ⴝ IN(RN 储 RL) (1.11)
Dicho con palabras: la tensión en la carga es igual a la corriente de Norton
multiplicada por la resistencia de Norton en paralelo con la resistencia de
carga.
Anteriormente hemos visto que la resistencia de Norton es igual a la
resistencia de Thevenin. Sin embargo, es importante destacar la diferencia
en la localización de ambas resistencias: la resistencia deThevenin siempre
está en serie con una fuente de tensión y la resistencia de Norton siempre
está en paralelo con una fuente de corriente.
Nota: si está usando un flujo de electrones, debe tener en cuenta lo
siguiente: en la industria, la flecha que se dibuja dentro de la fuente de co-
rriente casi siempre se corresponde con la dirección de la corriente conven-
cional. La excepción es una fuente de corriente dibujada con una flecha en
trazo discontinuo en lugar de con trazo sólido. En este caso, la fuente bom-
bea electrones en la dirección señalada por la flecha de trazo discontinuo.
La derivación
El teorema de Norton se puede deducir a partir del principio de dualidad, que establece que para cualquier
teorema de circuitos eléctricos existe un teorema dual (opuesto) en el que se reemplazan las magnitudes originales
por las magnitudes duales. A continuación proporcionamos una breve lista de las magnitudes duales:
Tensión Corriente
Fuente de tensión Fuente de corriente
Serie Paralelo
Resistencia serie Resistencia paralelo
La Figura 1.13 resume el principio de dualidad tal y como se aplica a los circuitos de Thevenin y de Norton. Esto
quiere decir que podemos emplear cualquiera de estos circuitos en nuestros cálculos. Como veremos más adelante,
ambos circuitos equivalentes son útiles. En ocasiones, es más sencillo utilizarThevenin y, en otros casos, lo es em-
plear Norton. Depende del problema concreto. La Tabla-resumen 1.1 muestra los pasos para obtener las magnitu-
des de Thevenin y de Norton.
Relaciones entre los circuitos de Thevenin y de Norton
Ya sabemos que el valor de las resistencias deThevenin y de Norton es el mismo, pero su localización es diferente:
la resistencia de Thevenin se coloca en serie con las fuentes de tensión y la resistencia de Norton se coloca en
paralelo con las fuentes de corriente.
INFORMACIÓN ÚTIL
Al igual que el teorema de Thevenin, el
teorema de Norton se puede aplicar a
circuitos de alterna que contengan
bobinas, condensadores y resistencias.
En circuitos de alterna, la corriente de
Norton IN se establece normalmente
como un número complejo en forma
polar, mientras que la impedancia de
Norton ZN se expresa como un número
complejo en coordenadas rectangulares.

Podemos deducir dos relaciones más del siguiente modo: podemos convertir cualquier circuito deThevenin en un
circuito de Norton, como se muestra en la Figura 1.13a. La demostración es directa: se cortocircuitan los terminales
AB del circuito de Thevenin y se obtiene la corriente de Norton:
IN ⴝ (1.12)
Esta fórmula dice que la corriente de Norton es igual a la tensión deThevenin dividida entre la resistencia de The-
venin.
De forma similar, podemos convertir cualquier circuito de Norton en un circuito de Thevenin, como se mues-
tra en la Figura 1.13b. La tensión en circuito abierto es:
VTH ⴝ INRN (1.13)
Esta expresión nos dice que la tensión de Thevenin es igual a la corriente de Norton por la resistencia de Norton.
La Figura 1.13 resume las ecuaciones que permiten convertir un tipo de circuito en el otro.
Detectar averías quiere decir averiguar por qué un circuito no hace lo que se supone que tiene que hacer
. Las ave-
rías más comunes son los circuitos abiertos y los cortocircuitos. Los dispositivos como los transistores pueden
quedar en cortocircuito o en circuito abierto de muchas maneras. Una forma de destruir cualquier transistor es ex-
cediendo su valor límite de la potencia máxima.
VTH

RTH
Introducción 17
RN
VTH
RTH A
B
A
B
VTH
RTH
RN
A
B
A
B
(a)
(b)
RTHRN
VTHINRN
IN
IN
VTH
RTH
IN
RNRTH
Figura 1.13 Principio de dualidad: el teorema de Thevenin implica el teorema de Norton, y viceversa. (a) Conversión Thevenin-Norton.
(b) Conversión Norton-Thevenin.
Tabla-Resumen 1.1 Valores de Thevenin y Norton
Proceso Thevenin Norton
Paso 1 Abrir la resistencia de carga Cortocircuitar la resistencia de carga.
Paso 2 Calcular o medir la tensión en circuito abierto.
Ésta es la tensión de Thevenin.
Calcular o medir la corriente de cortocircuito. Ésta
es la corriente de Norton.
Paso 3 Cortocircuitar las fuentes de tensión y abrir las
fuentes de corriente.
Cortocircuitar las fuentes de tensión, abrir las
fuentes de corriente y abrir la resistencia de carga.
Paso 4 Calcular o medir la resistencia en circuito
abierto. Ésta es la resistencia de Thevenin.
Calcular o medir la resistencia en circuito abierto.
Ésta es la resistencia de Norton.

18 Capítulo 1
Ejemplo 1.6
Supongamos que hemos reducido un circuito complejo al circuito de Thevenin mostrado en la Figura 1.14a.
¿Podemos convertir este último en un circuito de Norton?
Figura 1.14 Cálculo de la corriente de Norton.
SOLUCIÓN Utilizamos la Ecuación (1.12) para obtener
IN 5 mA
La Figura 1.14c muestra el circuito de Norton.
La mayor parte de los ingenieros y técnicos olvidan pronto la Ecuación (1.12) al terminar sus estudios,
aunque siempre recuerdan cómo resolver este mismo problema utilizando la ley de Ohm.
Veamos qué es lo que
hay que hacer. Fíjese en la Figura 1.14a. Supongamos que cortocircuitamos los terminales AB, como se mues-
tra en la Figura 1.14b. La corriente de cortocircuito es igual a la corriente de Norton:
IN 5 mA
Se obtiene el mismo resultado, pero ahora calculado con la ley de Ohm aplicada al circuito de Thevenin.
La Figura 1.15 resume esta idea. Esto le ayudará a calcular la corriente de Norton dado el circuito deThe-
venin.
Figura 1.15 Una ayuda para calcular la corriente de Norton.
PROBLEMA PRÁCTICO 1.6 Si la resistencia de Thevenin de la Figura 1.14a es de 5 k, determinar el
valor de la corriente de Norton.
VTH
RTH A
B
VTH
RTH
IN
10V

2k
10V

2k
2 k
B
(a)
–
+
10 V
A 2 k
(b)
–
+
10 V
B
(c)
A
5 mA 2 k
Las resistencias se convierten en circuitos abiertos cuando su disipación de potencia es excesiva. Por otro lado,
es posible cortocircuitar una resistencia involuntariamente de la siguiente manera: durante el horneado y soldadura
de tarjetas de circuito impreso, una gota de soldadura indeseada puede conectar dos pistas próximas. Esto es lo que
se conoce como puente de soldadura y cortocircuita de forma efectiva cualquier dispositivo que se encuentre
entre las dos pistas. Por otro lado, una mala soldadura significa la no conexión en la mayoría de los casos. Esto se
conoce como unión de soldadura fría y hace que el dispositivo se comporte como un circuito abierto.
Además de los circuitos abiertos y cortocircuitos, existen otras muchas posibilidades de averías. Por ejemplo,
aplicar temporalmente demasiado calor a una resistencia puede cambiar de forma permanente el valor de la misma
en distintos porcentajes. Si el valor de la resistencia es crítico, el circuito puede no funcionar apropiadamente des-
pués del daño producido por el calor.
Y por último nos encontramos con la pesadilla de la persona que busca las averías: los problemas intermiten-
tes. Este tipo de problema es difícil de aislar porque aparece y desaparece. Puede tratarse de una unión de solda-

dura fría que alternativamente hace o no contacto, o un cable de conexión flojo, o cualquier problema similar que
cause un funcionamiento discontinuo.
Un dispositivo en circuito abierto
Tenga siempre presente estas dos características de un dispositivo en circuito abierto:
La corriente que circula a través de un dispositivo en circuito abierto es cero.
La tensión que cae en el dispositivo es desconocida.
La primera de estas afirmaciones es cierta porque un dispositivo en circuito abierto presenta una resistencia infi-
nita, y por una resistencia infinita no puede circular corriente. La segunda afirmación es cierta porque según la ley
de Ohm:
V IR (0)( )
En esta ecuación, el producto de cero por infinito matemáticamente es una indeterminación. Por tanto, debe averi-
guarse cuál es la tensión examinando el resto del circuito.
Un dispositivo en cortocircuito
Un dispositivo en cortocircuito es exactamente el concepto opuesto a un dispositivo en circuito abierto.Tenga pre-
sente estas dos características de un dispositivo en cortocircuito:
La tensión que cae en un dispositivo en cortocircuito es cero
La corriente a través del dispositivo es desconocida.
La primera afirmación es cierta porque un dispositivo en cortocircuito presenta una resistencia cero y no puede
caer tensión en una resistencia cero. La segunda afirmación es cierta porque según la ley de Ohm:
I
V
R

0
0

Matemáticamente, cero dividido entre cero está indeterminado, por lo que la corriente debe averiguarse exami-
nando el resto del circuito.
Procedimiento
Normalmente, las tensiones se miden con respecto a masa. A partir de estas mediciones y usando conocimientos de
electricidad básica, generalmente es posible deducir la mayoría de las averías más comunes. Después de haber ais-
lado el componente más sospechoso, se puede desoldar o desconectar dicho componente y utilizar un óhmetro u otro
instrumento para confirmar que ése era realmente el componente que estaba fallando.
Valores correctos
En la Figura 1.16 se muestra un divisor de tensión constante constituido por las resistencias R1 y R2 a las que están
conectadas R3 y R4 en serie. Antes de poder detectar las averías en este circuito, hay que conocer las tensiones co-
rrectas. Por tanto, lo primero que hay que hacer es calcular los valores VA y VB. El primero es la tensión entre A y
masa. El segundo es la tensión entreB y masa. Puesto queR1 y R2 son mucho más pequeñas queR3 y R4 (10 frente
a 100 k), la tensión constante en A es aproximadamente de 6 V. Además, dado que R3 y R4 son iguales, la ten-
sión en B es aproximadamente 3 V. Cuando este circuito funciona correctamente, se miden 6 V entre A y tierra y
3V entre B y tierra. Estas dos tensiones son el primer dato de la Tabla 1.2.
R1 en abierto
¿Qué ocurre con las tensiones cuando R1 está en circuito abierto? Dado que no puede circular corriente a través de
R1, ya que está en abierto, no circulará corriente tampoco por R2. La ley de Ohm nos dice que la tensión en R2 es
cero. Por tanto, VA 0 y VB 0, como se indica en la Tabla 1.2 para R1 en abierto.
R2 en abierto
¿Qué ocurre con las tensiones cuando R2 está en circuito abierto? Dado que no puede circular corriente a través de
R2, ya que está en abierto, la tensión en A es la tensión de alimentación. Puesto que R1 es mucho menor que R3 y
Introducción 19

R4, la tensión en A es aproximadamente 12 V. Dado que R3 y R4 son iguales, la tensión en B será de 6 V. Como se
indica en la Tabla 1.2 para R2 en abierto VA 12 V y VB 6 V.
Otros problemas
Si la masa C está en circuito abierto, no puede pasar corriente a través de R2. Este caso es equivalente al caso en
que R2 está en circuito abierto. Por tanto, las tensiones sonVA 12 V y VB 6 V , como se indica en laTabla 1.2.
Es aconsejable que determine el resto de los datos que se proporcionan en la Tabla 1.2, asegurándose de com-
prender por qué aparece cada una de las tensiones para la avería indicada.
20 Capítulo 1
Figura 1.16 Divisor de tensión y
carga utilizada en la explicación sobre
detección de averías.
R1
D
C
A B
10
R2
R3
R4
100 k
100 k
10
+12 V
Tabla 1.2 Averías y pistas.
Avería VA VB Avería VA VB
Circuito correcto 6 V 3 V D en abierto 6 V 6 V
R1 en abierto 0 0 R1 en cortocircuito 12 V 6 V
R2 en abierto 12 V 6 V R2 en cortocircuito 0 0
R3 en abierto 6 V 0 R3 en cortocircuito 6 V 6 V
R4 en abierto 6 V 6 V R4 en cortocircuito 6 V 0
C en abierto 12 V 6 V
Ejemplo 1.7
En el circuito de la Figura 1.6, se mide VA 0 y VB 0. ¿Cuál es la avería?
SOLUCIÓN Consulte la Tabla 1.2. Como se puede ver, hay dos posibles problemas: R1 en circuito abierto o R2
en cortocircuito. En ambos casos, en los puntos A y B aparece una tensión de cero. Para aislar la avería, podemos
desconectar R1 y medir. Si medimos el circuito abierto, ya hemos encontrado el problema. Por el contrario, si la me-
dida es correcta, quiere decir que el problema es R2.
PROBLEMA PRÁCTICO1.7 ¿Cuáles son los posibles problemas si en el circuito de la Figura 1.16 se mide
VA 12 V y VB 6 V?
SEC. 1.1 LAS TRES CLASES DE
FÓRMULAS
Una definición es una fórmula inventada
para un concepto nuevo. Una ley es una
fórmula para una relación de la naturaleza.
Una derivación es una fórmula obtenida
por métodos matemáticos.
SEC. 1.2 APROXIMACIONES
El uso de aproximaciones está ampliamen-
te extendido en la industria. La aproxima-
ción ideal se emplea en la detección de
averías. La segunda aproximación es útil
para realizar cálculos preliminares en los
circuitos. Las aproximaciones de orden
superior se usan con las computadoras.
SEC. 1.3 FUENTES DE TENSIÓN
Una fuente ideal de tensión no tiene
resistencia interna. La segunda aproxima-
ción de una fuente de tensión tiene una
resistencia interna en serie con la fuente.
Una fuente de tensión constante se define
como aquella cuya resistencia interna es
menor que 1/100 de la resistencia de carga.
Resumen

Introducción 21
Definiciones
(1.1) Fuente de tensión constante:
RS 0.01RL
(1.3) Fuente de corriente constante:
RS 100RL
RL
RS
RS
RL
(1.5) Tensión de Thevenin:
VTH VOC
(1.6) Resistencia de Thevenin:
RTH ROC
CIRCUITO
LINEAL
ROC
CIRCUITO
LINEAL
VOC
(1.8) Corriente de Norton:
IN ISC
(1.9) Resistencia de Norton:
RN ROC
CIRCUITO
LINEAL
ROC
CIRCUITO
LINEAL
ISC
SEC. 1.4 FUENTES DE CORRIENTE
Una fuente ideal de corriente tiene una
resistencia interna infinita. La segunda
aproximación de una fuente de corriente
tiene una resistencia interna en paralelo
con la fuente. Una fuente de corriente
continua se define como aquella cuya
resistencia interna es 100 veces más grande
que la resistencia de carga.
SEC. 1.5 TEOREMA DE THEVENIN
La tensión de Thevenin se define como la
tensión en la carga cuando ésta está en
circuito abierto. La resistencia de Thevenin
se define como la resistencia que mediría
un óhmetro con una carga en abierto y
todas las fuentes anuladas. Thevenin
demostró que un circuito equivalente de
Thevenin generará la misma corriente por
la carga que cualquier otro circuito con
fuentes y resistencias lineales.
SEC. 1.6 TEOREMA DE NORTON
La resistencia de Norton es igual a la
resistencia de Thevenin. La corriente de
Norton es igual a la corriente por la carga
cuándo está está cortocircuitada. Norton
demostró que un circuito equivalente de
Norton genera la misma tensión en la
carga que cualquier otro circuito con
fuentes y resistencias lineales. La corriente
de Norton es igual a la tensión de The-
venin dividida entre la resistencia de
Thevenin.
SEC. 1.7 DETECCIÓN DE AVERÍAS
La mayor parte de las averías comunes son
los circuitos en abierto y los cortocircuitos,
y las averías intermitentes. Un corto-
circuito siempre presenta una tensión
igual a cero; la corriente a través de un
cortocircuito siempre debe calcularse
examinando el resto del circuito. Un
circuito abierto siempre presenta una
corriente de cero a su través; la tensión
en un circuito abierto debe calcularse
examinando el resto del circuito. Una
avería intermitente es aquella que va y
viene, y que requiere mucha paciencia y
lógica para poder localizarla y aislarla.
Derivaciones
(1.2) Fuente de tensión constante:
RL(min) 100RS
(1.4) Fuente de corriente constante:
RL(max) 0.01RS
(1.7) Teorema de Thevenin:
IL
VTH

RTH RL
RTH
VTH RL
–
+
RL(max)
RS
RS
RL(min)
(1.10) Resistencia de Norton:
RN RTH
(1.11) Teorema de Norton:
VL IN(RN 储 RL)
(1.12) Corriente de Norton:
IN
VTH

RTH
RTH
VTH
–
+
IN
RL
RN
IN
CIRCUITO
LINEAL
RTH

22 Capítulo 1
Cuestiones
1. Una fuente ideal de tensión tiene
a. resistencia interna nula
b. resistencia interna infinita
c. una tensión dependiente de la
carga
d. una corriente dependiente de la
carga
2. Una fuente real de tensión tiene
c. una resistencia interna pequeña
d. una resistencia interna grande
3. Si el valor de una resistencia de
carga es 100
, una fuente de ten-
sión continua tiene que tener una
resistencia
a. menor que 1
b. de al menos 10
c. mayor que 10 k
d. menor que 10 k
4. Una fuente ideal de corriente tiene
c. una tensión dependiente de la
carga
d. una corriente dependiente de la
carga
5. Una fuente real de corriente tiene
c. una resistencia interna pequeña
d. una resistencia interna grande
6. Si el valor de una resistencia de
carga es 100
, una fuente de
corriente continua tiene una
resistencia
a. menor que 1
b. de al menos 1
c. menor que 10 k
d. mayor que 10 k
7. La tensión de Thevenin es igual
que la
a. tensión en la carga cortocircuitada
b. tensión en la carga en circuito
abierto
c. tensión de la fuente ideal
d. tensión de Norton
8. La resistencia de Thevenin es igual
en valor a
a. la resistencia de carga
b. la mitad de la resistencia de carga
c. la resistencia interna de un circuito
de Norton
d. la resistencia de carga en circuito
abierto
9. Para obtener la tensión de Theve-
nin, hay que
a. Cortocircuitar la resistencia de
carga
b. Abrir la resistencia de carga
c. Cortocircuitar la fuente de tensión
d. Abrir la fuente de tensión
10. Para obtener la corriente de Nor-
ton, hay que
a. Cortocircuitar la resistencia de
carga
b. Abrir la resistencia de carga
c. Cortocircuitar la fuente de tensión
d. Abrir la fuente de tensión
11. La corriente de Norton se deno-
mina en ocasiones
a. Corriente por la carga en
cortocircuito
b. Corriente por la carga en circuito
abierto
c. Corriente de Thevenin
d. Tensión de Thevenin
12. Un puente de soldadura
a. puede producir un cortocircuito
b. puede producir un circuito abierto
c. es útil en algunos circuitos
d. siempre presenta una resistencia
alta
13. Una unión de soldadura fría
a. siempre presenta una resistencia
baja
b. indica una buena técnica de
soldado
c. normalmente produce un circuito
abierto
d. dará lugar a un cortocircuito
14. Una resistencia en circuito abierto
provoca
a. una corriente infinita a su través
b. una tensión nula entre sus bornas
c. una tensión infinita entre sus
bornas
d. una corriente nula a su través
15. Una resistencia cortocircuitada
provoca
a. una corriente infinita a su través
b. una tensión nula entre sus bornas
c. una tensión infinita entre sus
bornas
d. una corriente nula a su través
16. Una fuente ideal de tensión y una
resistencia interna son ejemplos de
a. la aproximación ideal
b. segunda aproximación
c. una aproximación de orden
superior
d. un modelo exacto
17. Considerar un cable de conexión
como un conductor con resisten-
cia cero es un ejemplo de
a. aproximación ideal
b. segunda aproximación
c. una aproximación superior
d. un modelo exacto
18. La tensión de salida de una fuente
ideal tensión
a. es cero
b. es constante
c. depende del valor de la resistencia
de carga
d. depende de la resistencia interna
19. La corriente de salida de una
fuente ideal de corriente
a. es cero
b. es constante
c. depende del valor de la resistencia
de carga
d. depende de la resistencia interna
20. El teorema de Thevenin reemplaza
un circuito complejo conectado a
una carga por
a. una fuente ideal de tensión y una
resistencia paralelo
(1.13) Tensión de Thevenin:
VTH INRN
VTH
RN
IN

Introducción 23
b. una fuente ideal de corriente y
una resistencia paralelo
c. una fuente ideal de tensión y una
resistencia serie
d. una fuente ideal de corriente y
una resistencia serie
21. El teorema de Norton reemplaza un
circuito complejo conectado a una
carga por
a. una fuente ideal de tensión y una
resistencia paralelo
b. una fuente ideal de corriente y
una resistencia paralelo
c. una fuente ideal de tensión y una
resistencia serie
d. una fuente ideal de corriente y
una resistencia serie
22. Una forma de cortocicuitar un
circuito es
a. mediante una soldadura fría
b. mediante un puente de soldadura
c. desconectándolo
d. abriéndolo
23. Las derivaciones
a. son descubrimientos
b. son inventos
c. se obtienen matemáticamente
d. siempre se denominan teoremas
Problemas
SEC. 1.3 FUENTES DE TENSIÓN
1.1 Una determinada fuente de tensión tiene una tensión ideal de
12 V y una resistencia interna de 0,1 . ¿Para qué valores de la
resistencia de carga la fuente de tensión será constante?
1.2 Una resistencia de carga puede variar entre 270 y 100 k. Para
una fuente de tensión constante, ¿cuál es la resistencia interna
más grande que puede presentar la fuente?
1.3 La resistencia interna de salida de un generador de funciones es de
50 . ¿Para qué valores de la resistencia de carga el generador será
constante?
1.4 Una batería de coche tiene una resistencia interna de 0,04 .
¿Para qué valores de la resistencia de carga la batería será
constante?
1.5 La resistencia interna de una fuente de tensión es igual a 0,05 .
¿Qué tensión caerá en esta resistencia interna cuando la corriente
a su través sea igual a 2 A?
1.6 En la Figura 1.17, la tensión ideal es de 9 V y la resistencia interna
es de 0,4 . Si la resistencia de carga es cero, ¿cuál es la corriente
por la carga?
SEC. 1.4 FUENTES DE CORRIENTE
1.7 Suponga una fuente de corriente que tiene una corriente ideal de
10 mA y una resistencia interna de 10 M. ¿Para qué valores de la
resistencia de carga la fuente de corriente será constante?
1.8 Una resistencia de carga puede variar entre 270 y 100 k. Si
una fuente de corriente excita a esta resistencia de carga, ¿cuál
será la resistencia interna de la fuente?
1.9 Una fuente de corriente tiene una resistencia interna de 100 k.
¿Cuál es la mayor resistencia de carga posible si la fuente de
corriente tiene que ser constante?
Figura 1.17
1.10 En la Figura 1.18, la corriente ideal es de 20 mA y la resistencia
interna es de 200 k. Si la resistencia de carga es igual a cero,
¿cuál es la corriente por la carga?
RL
VS
RS
–
+
Figura 1.18
1.11 En la Figura 1.18, la corriente ideal es de 5 mA y la resistencia
interna es de 250 k. Si la resistencia de carga es igual a 10 k,
¿cuál es la corriente por la carga? ¿se trata de una fuente de
corriente constante?
SEC. 1.5 TEOREMA DE THEVENIN
1.12 En el circuito de la Figura 1.19, ¿cuál es la tensión de Thevenin? ¿Y la
resistencia de Thevenin?
1.13 Utilizar el teorema de Thevenin para calcular la corriente por la
carga en el circuito de la Figura 1.19 para cada una de las
siguientes resistencias de carga: 0, 1 k, 2 k, 3 k, 4 k, 5 k
y 6 k.
1.14 El valor de la fuente de tensión de la Figura 1.19 disminuye a 18V.
¿Cuál es ahora la tensión de Thevenin? ¿Y la resistencia de
Thevenin?
1.15 En el circuito de la Figura 1.19 se duplica el valor de todas las
resistencias. ¿Qué ocurre con la tensión de Thevenin? ¿Y con la
resistencia de Thevenin?
SEC. 1.6 TEOREMA DE NORTON
1.16 Un circuito tiene una tensión de Thevenin de 12 V y una
resistencia de Thevenin de 3 k. ¿Cuál es el circuito de Norton
correspondiente?
1.17 Un circuito tiene una corriente de Norton de 10 mA y una
resistencia de Norton de 10 k. ¿Cuál es el correspondiente
circuito de Thevenin?
Figure 1.19
RL
R2
R1
6 k
–
+
3 k
36 V
RL
RS
IS

24 Capítulo 1
1.18 ¿Cuál es el circuito de Norton correspondiente al circuito de la
Figura 1.19?
1.19 Suponga que la tensión de carga en el circuito de la Figura 1.19 es
de 36 V. ¿Qué error hay en R1?
1.20 La tensión de carga en el circuito de la Figura 1.19 es igual a cero.
La batería y la resistencia de carga funcionan correctamente.
Sugiera dos posibles problemas.
1.21 Si en el circuito de la Figura 1.19 la tensión de carga es cero y
todas las resistencias son normales, ¿dónde se encuentra la
avería?
1.22 En el circuito de la Figura 1.19, RL se reemplaza por un voltímetro
para medir la tensión en R2. ¿Qué resistencia de entrada debe
presentar el voltímetro para no cargar al medidor?
Pensamiento crítico
1.23 Suponga que cortocircuitamos temporalmente los terminales de
la carga de una fuente de tensión. Si la tensión ideal es de 12 V y
la corriente por la carga cortocircuitada es de 150 A, ¿cuál es la
resistencia interna de la fuente?
1.24 En el circuito de la Figura 1.17, la tensión ideal es de 10 V y la
resistencia de carga es de 75 . Si la tensión en la carga es igual
a 9 V, ¿cuál es el valor de la resistencia interna? ¿es una fuente de
tensión constante?
1.25 En una caja negra con una resistencia de 2 k conectada entre
los terminales de carga, ¿cómo se puede medir la tensión de
Thevenin?
1.26 La caja negra del Problema 1.25 dispone de un mando que
permite anular las fuentes de corriente y de tensión internas.
¿Cómo puede medirse la resistencia de Thevenin?
1.27 Resuelva el Problema 1.13 y a continuación resuelva el mismo
problema sin utilizar el teorema de Thevenin. Cuando haya
terminado, comente que ha aprendido sobre el teorema de
Thevenin.
1.28 Suponga que se encuentra en el laboratorio estudiando un
circuito como el mostrado en la Figura 1.20 y alguien le reta a
hallar el circuito de Thevenin que excita a la resistencia de carga.
Describa un procedimiento experimental para medir la tensión de
Thevenin y la resistencia de Thevenin.
1.29 Diseñe una fuente de corriente hipotética utilizando una batería
y una resistencia. La fuente de corriente tiene que cumplir las
siguientes especificaciones: debe suministrar una corriente
constante de 1 mA a cualquier resistencia de carga cuyo valor esté
comprendido entre 0 y 1 k.
1.30 Diseñe un divisor de tensión (similar al mostrado en la Figura 1.19)
que cumpla las siguientes especificaciones: la tensión ideal de la
fuente es de 30 V, la tensión con la carga en abierto es de 15 V y
la resistencia de Thevenin es igual o menor que 2 k.
1.31 Diseñe un divisor de tensión como el de la Figura 1.19 que
produzca una tensión constante de 10 V para todas las
resistencias de carga mayores de 1 M. Utilice una tensión ideal
de 30 V.
A
V
R2
R1 R3
R4
B
RL
R7
R5
R6
R9 R10
R8
R12 R11
–
+
Figura 1.20
1.32 Dispone de una pila de linterna y de un multímetro digital. No
dispone de ningún elemento más con el que trabajar. Describa
un método experimental que permita hallar el circuito equi-
valente de Thevenin de la pila de la linterna.
1.33 Dispone de una pila de linterna, de un multímetro digital y de una
caja de resistencias diferentes. Describa un método que emplee
una de la resistencias para hallar la resistencia de Thevenin de la
pila.
1.34 Calcular la corriente por la carga en el circuito de la Figura 1.21
para cada una de las siguientes resistencias de carga: 0,1 k;
2 k, 3 k, 4 k, 5 k y 6 k.
6 k A
4 k 4 k 4 k 4 k
3 k 3 k 3 k 3 k RL
–
+
12 V
B
Figura 1.21
1.35 Utilizando el circuito de la Figura 1.22 y su tabla para la detección
de averías, localizar las averías del circuito para las condiciones 1
hasta 8. Las posibles averías son que una de las resistencias esté
en circuito abierto, en cortocircuito, una masa en circuito abierto
o falta de tensión de alimentación.
Detección de averías

Introducción 25
Figura 1.22 Detección de averías.
D
C
A
E
B
4 k
R2
R3
R4
2 k
2 k
R1
4 k
+12 V
Condición VA VB VE Condición VA VB VE
Normal 4 V 2 V 12 V Avería 5 6 V 3 V 12 V
Avería 1 12 V 6 V 12 V Avería 6 6 V 6 V 12 V
Avería 4 3 V 3 V 12 V
Un entrevistador de recursos humanos puede determinar
rápidamente si sus conocimientos son superficiales o si
realmente comprende la electrónica. Los entrevistadores no
siempre plantean preguntas claras y concisas. En ocasiones,
omiten información para ver cómo el entrevistado aborda el
problema. Cuando le entrevisten para un trabajo, el entrevistador
puede hacerle preguntas similares a las siguientes:
1. ¿Cuál es la diferencia entre una fuente de tensión y una
fuente de corriente?
2. ¿Cuándo hay que incluir la resistencia de la fuente en los
cálculos para obtener la corriente por la carga?
3. Si un dispositivo se modela como una fuente de corriente,
¿qué podemos decir sobre la resistencia de carga?
4. ¿Qué es para usted una fuente constante?
5. Se dispone de un circuito grapinado en el banco del
laboratorio. ¿Qué medidas pueden realizarse para obtener la
tensión de Thevenin y la resistencia de Thevenin?
6. ¿Qué ventaja tiene una fuente de tensión de 50 comparada
con una fuente de tensión de 600 ?
7. ¿Cómo se relacionan la resistencia de Thevenin y los amperios
de arranque en frío de una batería de coche?
8. Alguien le dice que una fuente de tensión está fuertemente
cargada. ¿Qué quiere decir?
9. ¿Qué aproximación suelen emplear los técnicos cuando
aplican los procedimientos iniciales de detección de averías?
¿Por qué?
10. Durante el proceso de detección de averías en un sistema
electrónico, se mide una tensión continua de 9,5 V en un
punto de prueba en el que según el diagrama esquemático
debería haber 10 V. ¿Qué puede deducir de esta lectura? ¿Por
qué?
11. ¿Cuáles son algunas de las razones para utilizar un circuito de
Thevenin o de Norton?
12. ¿Qué valor tienen los teoremas de Thevenin y de Norton en un
banco de pruebas?
1. a 2. c 3. a 4. b 5. d 6. d 7. b 8. c 9. b 10. a 11. a 12. a 13. c
14. d 15. b 16. b 17. a 18. b 19. b 20. c 21. b 22. b 23. c
Respuestas a los problemas
1.1 60 k
1.2 VL 20 V
1.4 3 mA para RL 2 k;
2 mA para RL 6 k;
1 mA para RL 18 k
1.6 IN 2 mA
1.7 R2 en circuito abierto, C en circuito
abierto o R1 en cortocircuito.

Capítulo
2
Para comprender cómo funcionan los diodos, los transistores y los
circuitos integrados es necesario estudiar primero los semiconduc-
tores: materiales que no son ni conductores ni aislantes. Los semicon-
ductores contienen algunos electrones libres, pero lo que les hace
especiales es la presencia de huecos. En este capítulo se estudian los
semiconductores, los huecos y otros temas relacionados.
26

27
2.1 Conductores
2.2 Semiconductores
2.5 Dos tipos de flujos
2.7 Dos tipos de semiconductores
extrínsecos
2.11 Disrrupción
2.14 Temperatura y barrera de
potencial
Objetivos
capaz de:
■ Reconocer, en el nivel atómico, las
características de los buenos con-
ductores y de los semiconductores.
■ Describir la estructura de un cristal
de silicio.
■ Enumerar los dos tipos de portadores
y nombrar el tipo de impureza que
hace que sean portadores
mayoritarios.
■ Explicar las condiciones de una
unión pn de un diodo no polarizado,
un diodo polarizado en directa y un
diodo polarizado en inversa.
■ Describir los tres tipos de corriente
de disrupción causadas por la
aplicación de una tensión inversa
excesiva en un diodo.
banda de conducción
barrera de potencial
corriente superficial de fugas
corriente de saturación
diodo
diodo de unión
dopar
efecto avalancha
electrón libre
energía térmica
enlace covalente
hueco
polarización directa
polarización inversa
portadores mayoritarios
portadores minoritarios
temperatura ambiente
temperatura de la unión
tensión de disrupción
recombinación
semiconductor
semiconductor extrínseco
semiconductor intrínseco
semiconductor tipo-n
semiconductor tipo-p
silicio
unión pn
zona de deplexión
Vocabulario

2.1 Conductores
El cobre es un buen conductor. La razón es evidente si se tiene en cuenta su estructura atómica, la cual se muestra
en la Figura 2.1. El núcleo del átomo contiene 29 protones (car
gas positivas). Cuando un átomo de cobre tiene una
carga neutra, quiere decir que hay 29 electrones (cargas negativas) dispuestos alrededor del núcleo de forma simi-
lar a como están dispuestos los planetas alrededor de Sol. Los electrones se mueven en distintos
orbitales (también
denominados capas). En el primer orbital hay 2 electrones, en el segundo hay 8 electrones, en el tercero hay 18
electrones y 1 en el orbital más externo.
Orbitales estables
El núcleo positivo de la Figura 2.1 atrae a los electrones de los orbitales. La razón por la que estos electrones no se
caen hacia el núcleo es la fuerza centrífuga (hacia fuera) creada por su movimiento circular
. Esta fuerza centrífuga
es exactamente igual a la atracción ejercida por el núcleo, por lo que el orbital es estable. La idea es similar a un
satélite en órbita alrededor de la Tierra, el cual a la altura y la velocidad adecuadas puede permanecer en una ór-
bita estable sobre la Tierra.
Cuanto más lejana es la órbita de un electrón, menor es la atracción del núcleo. En los orbitales más alejados,
los electrones se mueven más lentamente, lo que da lugar a una fuerza centrífuga menor . Los electrones de las
capas más externas mostrados en la Figura 2.1 se mueven muy lentamente y prácticamente no se sienten atraídos
por el núcleo.
La parte interna
En electrónica, lo único que importa es el orbital exterior
, el cual se denominaorbital de valencia. Este orbital con-
trola las propiedades eléctricas del átomo. Para destacar la importancia del orbital de valencia, vamos a definir la
parte interna de un átomo como el núcleo más todos los orbitales internos. En un átomo de cobre, la parte interna
es el núcleo (⫹29) y los tres primeros orbitales (⫺28).
La parte interna de un átomo de cobre tiene una carga neta de ⫹1, ya que contiene 29 protones y 28 electrones
internos. La Figura 2.2 puede ayudarle a visualizar la parte interna y el orbital de valencia. El electrón de valencia
se encuentra en el orbital exterior alrededor de la parte interna y tiene una car ga neta de ⫹1. A causa de ello, la
atracción que siente el electrón de valencia es muy pequeña.
Electrón libre
Dado que la atracción entre la parte interna y el electrón de valencia es muy débil, una fuerza externa puede fácil-
mente arrancar este electrón del átomo del cobre. Ésta es la razón por la que se suele denominar al electrón de va-
lencia electrón libre. Ésta es la razón también de que el cobre sea un buen conductor . Incluso la tensión más pe-
queña puede hacer que los electrones libres se muevan de un átomo al siguiente. Los mejores conductores son la
plata, el cobre y el oro. Todos ellos tienen una parte interna como la representada en la Figura 2.2.
28 Capítulo 2
ⴚ
ⴚ ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ ⴚ ⴚ ⴚ ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴙ29
ⴚ
ⴙ1
Figura 2.1 Átomo de cobre. Figura 2.2 Diagrama de la parte interna del átomo de cobre.

2.2 Semiconductores
Los mejores conductores (plata, cobre y oro) tienen un electrón de valencia, mientras que los mejores aislantes tie-
nen ocho electrones de valencia. Unsemiconductor es un elemento con propiedades eléctricas entre las de un con-
ductor y un aislante. Como es lógico, los mejores semiconductores tienen cuatro electrones de valencia.
Germanio
El germanio es un ejemplo de semiconductor. Tiene cuatro electrones en su orbital de valencia. Hace años, el ger-
manio era el único material adecuado para la fabricación de dispositivos semiconductores. Sin embar
go, estos dis-
positivos de germanio presentaban una importante desventaja (su excesiva corriente inversa, como veremos en de-
talle más adelante) a la que los ingenieros no pudieron dar solución. Más tarde, otro semiconductor , el silicio,
comenzó a utilizarse dejando obsoleto al germanio en la mayoría de las aplicaciones electrónicas.
Silicio
Después del oxígeno, el silicio es el elemento más abundante en la
Tierra. Sin embargo, cuando se empezó a trabajar con semicon-
ductores existían ciertos problemas que impedían el uso del silicio.
Una vez que dichos problemas se resolvieron, las ventajas del sili-
cio (que veremos más adelante) lo convirtieron inmediatamente en
el semiconductor a elegir. Sin él, la electrónica moderna, las co-
municaciones y la informática serían imposibles.
Semiconductores 29
Ejemplo 2.1
Supongamos que una fuerza externa libera el electrón de valencia de la Figura 2.2 de un átomo de cobre. ¿Cuál es
la carga resultante del átomo de cobre? ¿Cuál es la carga resultante si un electrón exterior entre en el orbital de va-
lencia de la Figura 2.2?
SOLUCIÓN Cuando se libera el electrón de valencia, la car ga resultante del átomo pasa a ser ⫹1. Cuando un
átomo pierde uno de sus electrones, se convierte en un átomo car gado positivamente y recibe el nombre de ión
positivo.
Cuando un electrón exterior entra en el orbital de valencia de la Figura 2.2, la carga resultante del átomo pasa a
ser ⫺1. Cuando un átomo tiene un electrón adicional en su orbital de valencia, decimos que es un átomo car gado
negativamente, un ión negativo.
ⴚ
ⴚ
ⴚ ⴚ ⴚ ⴚ ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴚ
ⴙ14
(a) (b)
ⴚ
ⴚ
ⴚ ⴚ
ⴙ4
Figura 2.3 (a) Átomo de silicio. (b) Diagrama de la parte interna.
INFORMACIÓN ÚTIL
Otro elemento semiconductor común es
el carbono (C), que se utiliza principal-
mente en la fabricación de resistencias.

Un átomo de silicio aislado tiene 14 protones y 14 electrones. Como se muestra en la Figura 2.3
a, el primer or-
bital contiene 2 electrones y el segundo 8 electrones. Los 4 electrones restantes se encuentran en el orbital de va-
lencia. En la Figura 2.3a, la parte interna tiene una carga resultante de ⫹4, porque contiene 14 protones en el nú-
cleo y 10 electrones en los dos primeros orbitales.
La Figura 2.3b muestra el diagrama de la parte interna de un átomo de silicio. Los 4 electrones de valencia nos
indican que el silicio es un semiconductor.
Cuando los átomos de silicio se combinan para formar un sólido, lo hacen según un patrón ordenado denominado
cristal. Cada átomo de silicio comparte sus electrones con cuatro átomos vecinos, de tal forma que tiene ocho elec-
trones en su orbital de valencia. Por ejemplo, la Figura 2.4a muestra un átomo central con cuatro átomos vecinos.
Los círculos sombreados representan las partes internas del silicio. Aunque originalmente el átomo central tenía
cuatro electrones en su orbital de valencia, ahora tiene ocho.
Enlaces covalentes
Cada átomo vecino comparte un electrón con el átomo central. De esta forma, el átomo central tiene 4 electrones
adicionales, lo que da como resultado un total de ocho electrones en el orbital de valencia. Los electrones dejan de
pertenecer a un único átomo. Cada átomo central y sus vecinos comparten los electrones. Esta misma idea también
es válida para los demás átomos de silicio. En otras palabras, cada átomo de un cristal de silicio tiene cuatro veci-
nos.
En la Figura 2.4a, cada parte interna tiene una car ga de ⫹4. Observe la parte interna central y la que se en-
cuentra a su derecha. Estas dos partes internas atraen al par de electrones que hay entre ellas con fuerzas iguales y
opuestas. Estas fuerzas ejercidas en sentidos opuestos son las que hacen que los átomos de silicio se mantengan
unidos. Esta idea es similar a la del juego en que dos equipos tiran de los extremos de una cuerda. Mientras que
ambos equipos ejerzan fuerzas iguales y opuestas, se mantendrán en sus respectivas posiciones.
Puesto que cada uno de los electrones compartidos de la Figura 2.4a está siendo atraído por fuerzas con senti-
dos opuestos, el electrón se convierte en un enlace entre las partes internas opuestas. Este tipo de enlace químico
se denomina enlace covalente. La Figura 2.4b es una forma simplificada de mostrar el concepto de enlace cova-
lente. En un cristal de silicio, existen miles de millones de átomos de silicio, cada uno de ellos con ocho electrones
de valencia. Estos electrones de valencia son los enlaces covalente que mantienen unido el cristal, dándole solidez.
30 Capítulo 2
Ejemplo 2.2
¿Cuál es la carga resultante del átomo de silicio de la Figura 2.3b si pierde uno de sus electrones de valencia? ¿Y
si gana un electrón adicional en el orbital de valencia?
SOLUCIÓN Si pierde un electrón, se convierte en un ión positivo con una carga de ⫹1. Si gana un electrón, se
convierte en un ión negativo con una carga de ⫺1.
(a) (b)
ⴝ ⴝ
ⴝ
ⴝ
Figura 2.4 (a) Un átomo de cristal tiene cuatro vecinos. (b) Enlaces covalentes.

Saturación de valencia
Cada átomo de un cristal de silicio tiene ocho electrones en su orbital de valencia. Estos ocho electrones propor-
cionan una estabilidad química que da como resultado un cuerpo compacto de material de silicio. Nadie sabe exac-
tamente por qué el orbital exterior de todos los elementos tiene una predisposición a tener ocho electrones. Cuando
de forma natural no existen ocho electrones en un elemento, la tendencia natural del mismo es la de combinarse y
compartir electrones con otros átomos para tener ocho electrones en su orbital de valencia.
Existen ecuaciones avanzadas de física que explican parcialmente por qué ocho electrones producen estabili-
dad química en diferentes materiales, pero no se conoce la razón de por qué el número ocho es tan especial. Es una
ley, como pueda ser la ley de la gravedad, la ley de Coulomb y otras leyes que podemos observar
, pero que sin em-
bargo no podemos explicar por completo.
Cuando el orbital de valencia tiene ocho electrones, se satura porque ya no puede entrar ningún electrón más
en dicho orbital. Estableciendo esto como ley, tenemos
Saturación de valencia: n ⴝ 8 (2.1)
Dicho con palabras, el orbital de valencia no puede contener más de ocho electrones. Además, los ocho electrones
de valencia se denominan electrones ligados porque se mantienen fuertemente unidos por los átomos. A causa de
estos electrones ligados, un cristal de silicio es casi un aislante perfecto a temperatura ambiente, es decir , aproxi-
madamente, 25°C.
El hueco
La temperatura ambiente es la temperatura del aire circundante. Cuando la temperatura ambiente se encuentra
por encima del cero absoluto (⫺273°C), la energía térmica del aire circundante hace que los átomos de un cristal
de silicio vibren. Cuanto mayor sea la temperatura ambiente, más fuertes serán las vibraciones mecánicas. Cuando
se toca un objeto caliente, el calor que se siente es el resultado de la vibración de los átomos.
En un cristal de silicio, las vibraciones de los átomos ocasionalmente pueden hacer que se desligue un electrón
del orbital de valencia. Cuando este ocurre, el electrón liberado gana la ener
gía suficiente como para pasar a un or-
bital de mayor nivel energético, como se muestra en la Figura 2.5 a.
En dicho orbital, el electrón es un electrón libre.
Pero esto no es todo. La salida del electrón deja un vacío en el
orbital de valencia que se denomina hueco (véase la Figura 2.5a).
Este hueco se comporta como una carga positiva porque la pérdida
del electrón da lugar a un ión positivo. El hueco atraerá y capturará
cualquier electrón que se encuentre en la vecindad inmediata. Los
huecos permiten a los semiconductores hacer toda clase de cosas
que son imposibles en los conductores.
A temperatura ambiente, la energía térmica sólo da lugar a que
se creen unos pocos huecos y electrones libres. Para aumentar el nú-
mero de huecos y de electrones libres, es necesario dopar el cristal. En una sección posterior se abordará este tema
más en detalle.
Recombinación y tiempo de vida
En un cristal de silicio puro, la energía térmica (calor) crea el mismo número de electrones libres y huecos. Los
electrones libres se mueven aleatoriamente a través del cristal. Ocasionalmente, un electrón libre se aproximará a un
hueco, será atraído por éste y caerá en él. La recombinación es la unión de un electrón libre y un hueco (véase la
Figura 2.5b).
El intervalo de tiempo entre la creación y la desaparición de un electrón libre se denomina tiempo de vida. Varía
desde unos pocos nanosegundos hasta varios microsegundos, dependiendo de la perfección del cristal y de otros fac-
tores.
Ideas principales
En cualquier instante, en un cristal de silicio puede ocurrir lo siguiente:
1. Por efecto de la energía térmica pueden crearse algunos electrones libres y huecos.
2. Otros electrones libres y huecos pueden recombinarse.
3. Existen temporalmente algunos electrones libres y huecos a la espera de recombinarse.
Semiconductores 31
INFORMACIÓN ÚTIL
Tanto los electrones como los huecos
tienen una carga de valor 0,16 ⫻ 10⫺18
C
aunque de polaridad opuesta.

Ejemplo 2.3
Si un cristal de silicio puro contiene 1 millón de electrones libres, ¿cuántos huecos contendrá? ¿Qué ocurre con la
cantidad de electrones libre y huecos si la temperatura ambiente aumenta?
SOLUCIÓN Fíjese en la Figura 2.5a. Cuando por efecto de la energía térmica se crea un electrón libre, automá-
ticamente también se crea un hueco al mismo tiempo. Por tanto, un cristal de silicio puro siempre tiene el mismo
número de huecos que de electrones libres, luego si tiene 1 millón de electrones libres, tendrá 1 millón de huecos.
Una temperatura mayor aumenta las vibraciones en el nivel atómico, lo que significa que se crearán más elec-
trones libres y huecos. No obstante, independientemente de la temperatura, un cristal de silicio puro siempre tiene
el mismo número de electrones libres que de huecos.
Figura 2.5 (a) (a) La energía térmica da lugar a la creación de un hueco y un electrón libre. (b) Recombinación de un electrón libre y un
hueco.
(a) (b)
A C
ELECTRÓN LIBRE
Hueco
B
D F
E
⫹ ⫺
⫺
⫹
⫹
⫹
⫹
⫹
⫹
⫹
⫹
⫹
⫹
⫹
⫺
⫺
⫺
⫺
⫺
⫺
⫺
⫺
⫺
⫺
Figura 2.6 Flujo de huecos a través de un semiconductor.
32 Capítulo 2
Un semiconductor intrínseco es un semiconductor puro. Un cristal de silicio es un semiconductor intrínseco si
cada átomo del cristal es un átomo de silicio. A temperatura ambiente, un cristal de silicio actúa como un aislante
porque sólo tiene unos pocos electrones libres y huecos producidos por el efecto de la energía térmica.
Flujo de electrones libres
La Figura 2.6 muestra parte de un cristal de silicio situado entre dos placas metálicas car gadas. Supongamos que
la energía térmica ha dado lugar a la creación de un electrón libre y de un hueco. El electrón libre se encuentra en
un orbital de mayor energía en el extremo derecho del cristal. Puesto que la placa está cargada negativamente, los

electrones libres son repelidos hacia la izquierda. Estos electrones libres pueden pasar de un orbital al siguiente de
mayor nivel hasta llegar a la placa positiva.
Flujo de huecos
Observe el hueco situado en la parte izquierda de la Figura 2.6. Este hueco atrae al electrón de valencia en el punto
A, lo que provoca que el electrón de valencia caiga en el hueco.
Cuando el electrón de valencia situado en el punto A se desplaza hacia la izquierda, crea un hueco en dicho
punto A. El efecto es el mismo que cuando se mueve el hueco original hacia la derecha. El nuevo hueco situado en
el punto A puede entonces atraer y capturar a otro electrón de valencia. De esta forma, los electrones de valencia
pueden seguir el camino indicado por las flechas. Esto significa que el hueco puede desplazarse en el sentido
opuesto, siguiendo el camino A-B-C-D-E-F, actuando de la misma manera que una carga positiva.
2.5 Dos tipos de flujos
La Figura 2.7 muestra un semiconductor intrínseco. Tiene el mismo número de electrones libres que de huecos.
Esto se debe a que la energía térmica crea los electrones libres y los huecos por pares. La tensión aplicada forzará
a los electrones libres a moverse hacia la izquierda y a los huecos hacia la derecha. Cuando los electrones libres
llegan al extremo izquierdo del cristal, entran en el cable externo y fluyen hacia el terminal positivo de la batería.
Por otro lado, los electrones libres que se encuentren en el terminal negativo de la batería se desplazarán hacia
el extremo derecho del cristal. En este punto, entran en el cristal y se recombinan con los huecos que llegan al ex-
tremo derecho del cristal. De esta forma, se produce un flujo constante de electrones libres y huecos dentro del se-
miconductor. Observe que no existe un flujo de huecos fuera del semiconductor.
En la Figura 2.7, los electrones libres y los huecos se mueven en direcciones opuestas. A partir de ahora, con-
cebiremos la corriente en un semiconductor como el efecto combinado de los dos tipos de flujos: el flujo de elec-
trones libres en una dirección y el flujo de huecos en la dirección opuesta. A menudo tanto los electrones huecos
como los huecos se denominan portadores, ya que transportan la carga de un lugar a otro.
Una forma de incrementar la conductividad de un semiconductor es mediante eldopaje. El dopaje consiste en aña-
dir átomos de impurezas a un cristal intrínseco con el fin de alterar su conductividad eléctrica. Un semiconductor
dopado se denomina semiconductor extrínseco.
Aumento del número de electrones libres
¿Cómo dopan los fabricantes los cristales de silicio? El primer paso consiste en fundir el cristal de silicio puro. De
este modo se rompen los enlaces covalentes y el estado del silicio pasa de sólido a líquido. Para incrementar el nú-
mero de electrones libres, se añaden los átomos pentavalentes al silicio fundido. Los átomos pentavalentes tienen
cinco electrones en el orbital de valencia.Algunos ejemplos de átomos pentavalentes son el arsénico, el antimonio
y el fósforo. Puesto que estos materiales donarán un electrón adicional al cristal de silicio, a menudo se les deno-
mina impurezas donadoras.
La Figura 2.8a muestra cómo queda el cristal de silicio después de enfriarse y volver a formar su estructura de
cristal sólido. En el centro hay un átomo pentavalente rodeado por cuatro átomos de silicio. Como antes, los áto-
mos vecinos comparten un electrón con el átomo central, pero ahora, hay un electrón extra. Recuerde que los
átomos pentavalentes tienen cinco electrones de valencia. Dado que como máximo sólo puede haber ocho electro-
Semiconductores 33
⫹ ⫹ ⫹ ⫹ ⫹ ⫹ ⫹
⫺ ⫺ ⫺ ⫺ ⫺ ⫺ ⫺
⫹
⫺
Figura 2.7 Un semiconductor intrínseco tiene el mismo número de electrones libres que de huecos.

nes en el orbital de valencia, el electrón extra permanece en un orbital de mayor nivel. En otras palabras, es un elec-
trón libre.
Cada átomo pentavalente o átomo donante de un cristal de silicio produce un electrón libre. De este modo, los
fabricantes controlan la conductividad de un semiconductor dopado. Cuantas más impurezas se añaden, mayor es
la conductividad. De este modo, un semiconductor puede estar fuerte o débilmente dopado. Un semiconductor dé-
bilmente dopado presenta una resistencia alta, mientras que un semiconductor fuertemente dopado presenta una re-
sistencia baja.
Aumento del número de huecos
¿Cómo se puede dopar un cristal de silicio puro para obtener un exceso de huecos? Utilizando una impureza
trivalente, es decir, una impureza cuyos átomos tengan sólo tres electrones de valencia. Algunos ejemplos son el
aluminio, el boro y el galio.
La Figura 2.8b muestra un átomo trivalente en el centro. Está rodeado por cuatro átomos de silicio, cada uno
compartiendo uno de sus átomos de valencia. Puesto que originalmente el átomo trivalente sólo tenía tres electro-
nes de valencia y comparte un electrón con cada uno de los vecinos, sólo habrá siete electrones en el orbital de va-
lencia. Esto significa que aparece un hueco en el orbital de valencia de cada átomo trivalente. Un átomo trivalente
se denomina también átomo aceptor, porque cada uno de los huecos con que contribuye puede aceptar un electrón
libre durante la recombinación.
Recuerde que...
Para que un fabricante pueda dopar un semiconductor, inicialmente debe fabricarlo como un cristal absolutamente
puro. A continuación, controlando la cantidad de impurezas, pueden controlar de forma precisa las propiedades del
semiconductor. En los primeros tiempos de los semiconductores, era más fácil obtener cristales puros de germanio
que cristales puros de silicio, por lo que los primeros dispositivos semiconductores se fabricaron utilizando ger-
34 Capítulo 2
(a)
ELECTRÓN LIBRE
(b)
Figura 2.8 (a) Dopaje para obtener más electrones libres. (b) Dopaje para obtener más huecos.
Ejemplo 2.4
Un semiconductor dopado tiene 10.000 millones de átomos de silicio y 15 millones de átomos pentavalentes. Si
la temperatura ambiente es de 25ºC, ¿cuántos electrones libres y huecos habrá en el interior del semiconductor?
SOLUCIÓN Cada uno de los átomos pentavalentes contribuye con un electrón libre. Por tanto, el semiconduc-
tor tiene 15 millones de electrones libres producidos por el proceso de dopaje. Casi no habrá huecos, ya que los úni-
cos huecos serán los producidos por el efecto de la energía térmica.
PROBLEMA PRÁCTICO 2.4 En las mismas condiciones que en el Ejemplo 2.4, si se añaden 5 millones de
átomos trivalentes en lugar de los átomos pentavalentes, ¿cuántos huecos habrá en el interior del semiconductor?

manio. Con el tiempo estuvieron disponibles técnicas de fabricación mejoradas, así como cristales de silicio puros.
A causa de sus ventajas, el silicio ha pasado a ser el material semiconductor más popular y útil.
2.7 Dos tipos de semiconductores extrínsecos
Un semiconductor se puede dopar para tener un exceso de electrones libres o un exceso de huecos; por tanto, exis-
ten dos tipos de semiconductores dopados.
Semiconductor tipo n
El silicio que ha sido dopado con una impureza pentavalente se denominasemiconductor tipo n, donde n hace re-
ferencia a negativo. La Figura 2.9 muestra un semiconductor tipo n. Dado que la cantidad de electrones libres su-
pera al de huecos en un semiconductor de tipo n, los electrones libres son los portadores mayoritarios y los hue-
cos son los portadores minoritarios.
A causa de la tensión aplicada, los electrones libres se desplazan hacia la izquierda y los huecos hacia la de-
recha. Cuando un hueco llega al extremo derecho del cristal, uno de los electrones libres del circuito externo entra
en el semiconductor y se recombina con el hueco.
Los electrones libres mostrados en la Figura 2.9 fluyen hacia el extremo izquierdo del cristal, donde entran por
el cable y fluyen hasta el terminal positivo de la batería.
Semiconductor tipo p
El silicio que ha sido dopado con un átomo trivalente se denomina semiconductor de tipo p, donde p hace refe-
rencia a positivo, La Figura 2.10 muestra un semiconductor de tipop. Puesto que la cantidad de huecos supera a la
de electrones libres, los huecos serán los portadores mayoritarios y los electrones libres serán, en este caso, los por-
tadores minoritarios.
A causa de la tensión aplicada, los electrones libres se desplazan hacia la izquierda y los huecos hacia la de-
recha. En la Figura 2.10, los huecos que llegan al extremo derecho del cristal se recombinan con los electrones li-
bres procedentes del circuito externo.
En la Figura 2.10 también se muestra el flujo de los portadores minoritarios. Los electrones libres que hay den-
tro del semiconductor fluyen de derecha a izquierda. Puesto que hay tan pocos portadores minoritarios, apenas tie-
nen efecto en este circuito.
Por sí mismo, un fragmento de semiconductor de tipon es casi tan útil como una resistencia de carbón; lo que tam-
bién se puede decir de un semiconductor de tipop. Sin embargo, cuando un fabricante dopa un cristal de modo que
una mitad sea tipo p y la otra mitad tipo n, aparecen nuevas funcionalidades.
El borde entre la zona de tipo p y la zona de tipo n se denomina unión pn. La unión pn tiene tantas propie-
dades útiles que ha propiciado toda clase de inventos, entre los que se incluyen los diodos, los transistores y
los circuitos integrados. Comprender la unión pn le permitirá entender todo sobre los dispositivos semicon-
ductores.
Semiconductores 35
⫹ ⫹ ⫹
⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺
⫹
⫺
⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺
⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺
⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺
⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺
⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺
⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺
⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺⫺
Figura 2.9 El semiconductor tipo n tiene muchos electrones libres.
⫺ ⫺ ⫺
⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹
⫺
⫹
⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹
⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹
⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹
⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹
⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹
⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹
⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹⫹
Figura 2.10 El semiconductor tipo p tiene muchos huecos.

Figura 2.11 Dos tipos de semiconductor.
El diodo no polarizado
Como se ha explicado en la sección anterior , cada átomo trivalente de un cristal de silicio dopado produce un
hueco. Por esta razón, podemos visualizar un fragmento de semiconductor de tipo p como se muestra en la parte
izquierda de la Figura 2.11. Cada signo menos rodeado por un círculo representa el átomo trivalente y cada signo
más representa un hueco en su orbital de valencia.
De forma similar, podemos visualizar los átomos pentavalentes y los electrones libres de un semiconductor tipo
n como se muestra en la parte derecha de la Figura 2.1 1. Cada signo más rodeado por un círculo representa un
átomo pentavalente y cada signo menos corresponde al electrón libre con que contribuye al semiconductor . Ob-
serve que cada fragmento de material semiconductor es eléctricamente neutro porque el número de signos más y
menos es igual.
Un fabricante puede producir un cristal con material de tipo p en un lado y material de tipo n en el otro lado,
como se muestra en la Figura 2.12. La unión es la frontera donde se encuentran las regiones tipo p y tipo n, y el
término diodo de unión también se emplea para designar un cristal pn. La palabra diodo es una contracción de la
expresión “dos electrodos”, donde di significa “dos”.
La zona de deplexión
Debido a su repulsión mutua, los electrones libres del lado n de la Figura 2.12 tienden a difundirse (dispersarse) en
todas las direcciones.Algunos de los electrones libres se difunden a través de la unión. Cuando un electrón libre entra
en la región p se convierte en un portador minoritario. Dado que hay tantos huecos a su alrededor, el tiempo de vida
de este portador minoritario es muy corto.Tan pronto como entra en la regiónp, el electrón libre se recombina con un
hueco. Cuando esto ocurre, el hueco desaparece y el electrón libre se convierte en un electrón de valencia.
Cada vez que un electrón se difunde a través de una unión, crea un par de iones. Cuando un electrón deja la región
n, deja tras de sí un átomo pentavalente al que le hace falta una carga negativa; este átomo pentavalente se convierte
en un ión positivo. Una vez que el electrón cae en un hueco en la regiónp, el átomo trivalente que lo ha capturado se
convierte en un ión negativo.
La Figura 2.13a muestra estos iones en cada uno de los lados de la unión. Los signos más encerrados en un
círculo son los iones positivos y los signos menos encerrados en un círculo son los iones negativos. Los iones están
fijos en la estructura del cristal gracias a los enlaces covalentes y no pueden moverse como lo hacen los electrones li-
bres y los huecos.
Cada par de iones positivo y negativo contenido en la unión se denominadipolo. La creación de un dipolo hace
que desaparezcan un electrón libre y un hueco. A medida que el número de dipolos aumenta, la región próxima a
la unión se vacía de portadores. Esta región vacía de car ga se conoce como zona de deplexión (véase la Figura
2.13b).
Figura 2.12 La unión pn.
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
p n
36 Capítulo 2

Figura 2.13 (a) Creación de iones en la unión. (b) Zona de deplexión.
Barrera de potencial
Cada dipolo posee un campo eléctrico entre los iones positivo y negativo. Por tanto, si entran electrones libres adi-
cionales en la zona de deplexión, el campo eléctrico intenta empujar a estos electrones hacia la regiónn. La inten-
sidad del campo eléctrico aumenta con cada electrón que cruza hasta que se alcanza el equilibrio. En una primera
aproximación, esto significa que el campo eléctrico detendrá la difusión de electrones a través de la unión.
En la Figura 2.13 a, el campo eléctrico entre los iones es equivalente a una diferencia de potencial llamada
barrera de potencial. A 25ºC, la barrera de potencial es aproximadamente igual a 0,3 V en los diodos de germa-
nio y a 0,7 V en los diodos de silicio.
La Figura 2.14 muestra una fuente de corriente continua conectada a un diodo. El terminal negativo de la fuente se
conecta al material de tipo n y el terminal positivo se conecta al material de tipo p. Esta conexión da lugar a una
polarización directa.
Flujo de electrones libres
En la Figura 2.14, la batería empuja a los huecos y electrones libres hacia la unión. Si la tensión de la batería es
menor que la barrera de potencial, los electrones libres no tienen la suficiente ener
gía para atravesar la zona de de-
plexión. Cuando entran en esta zona, los iones se ven empujados de vuelta a la regiónn, por lo que no circula co-
rriente a través del diodo.
Cuando la tensión de la fuente de corriente continua es mayor que la barrera de potencial, la batería de nuevo
empuja a huecos y electrones libres hacia la unión. En este caso, los electrones libres tienen suficiente ener
gía para
atravesar la zona de deplexión y recombinarse con los huecos. Si se imagina todos los huecos de la región p mo-
viéndose hacia la derecha y todos los electrones libres moviéndose hacia la izquierda, obtendrá una idea básica de
lo que ocurre. En algún lugar en las vecindades de la unión, estas car gas opuestas se recombinan. Puesto que los
electrones libres entran continuamente por el extremo derecho del diodo y se crean huecos continuamente en el ex-
tremo izquierdo, existe una corriente continua a través del diodo.
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺ ⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺ ⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺ ⫺
⫹
⫺
⫹
⫺ ⫺ ⫹
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
IONES
(a)
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
ZONA DE DEPLEXIÓN
(b)
Semiconductores 37
⫹
⫺
⫹
⫺ ⫺
⫹
⫺
⫹
⫺ ⫺
⫹
⫺
⫹
⫺ ⫺ ⫹
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
V
p
R
n
–
+
Figura 2.14 Polarización directa.

El flujo de un electrón
Vamos a seguir a un único electrón a través del circuito completo. Después de que el electrón libre deja el termi-
nal negativo de la batería, entra por el extremo derecho del diodo. Viaja a través de la región n hasta llegar a la
unión. Cuando la tensión de la batería es mayor que 0,7 V, el electrón libre tiene la suficiente energía para atrave-
sar la zona de deplexión. Poco después de que el electrón libre entra en la región p se recombina con un hueco.
En otras palabras, el electrón libre se convierte en un electrón de valencia. Como electrón de valencia, conti-
nua viajando hacia la izquierda, pasando de un hueco al siguiente hasta que alcanza el extremo izquierdo del diodo.
Cuando deja el extremo izquierdo del diodo, aparece un nuevo hueco y el proceso comienza otra vez. Dado que
hay miles de millones de electrones haciendo el mismo viaje, se obtiene una corriente continua a través del diodo.
Para limitar la cantidad de corriente directa se utiliza una resistencia en serie.
Recuerde que...
La corriente fluye con facilidad en un diodo polarizado en directa. Mientras que la tensión aplicada sea mayor que
la barrera de potencial, habrá una corriente continua en el circuito. En otras palabras, si la tensión de la fuente es
mayor que 0,7 V, un diodo de silicio produce una corriente continua en la dirección directa.
Si damos la vuelta a la fuente de corriente continua, obtenemos el circuito de la Figura 2.15. En este caso, el ter-
minal negativo de la batería se conecta al lado p y el terminal positivo de la batería se conecta al lado n. Esta co-
nexión da lugar a una polarización inversa.
Ensanchamiento de la zona de deplexión
El terminal negativo de la batería atrae a los huecos y el terminal positivo atrae a los electrones libres. Por tanto,
huecos y electrones libres se alejan de la unión, ensanchándose en consecuencia la zona de deplexión.
¿Cuánto aumenta la zona de deplexión de la Figura 2.16a? Cuando los huecos y los electrones libres se alejan
de la unión, los nuevos iones que se crean aumentan la diferencia potencial en la zona de deplexión. Cuanto mayor
es la zona de deplexión, mayor es la diferencia de potencial. La zona de deplexión deja de crecer cuando su dife-
rencia de potencial es igual a la tensión inversa aplicada. Cuando esto ocurre, los electrones y los huecos dejan de
alejarse de la unión.
En ocasiones, la zona de deplexión se muestra como una región sombreada, como la de la Figura 2.16
b. La an-
chura de esta región sombreada es proporcional a la tensión inversa. A medida que la tensión inversa aumenta, la
anchura de la zona de deplexión también aumenta.
Corriente de portadores minoritarios
¿Existe alguna corriente una vez que se ha estabilizado la zona de deplexión? Sí. Existe una pequeña corriente en
el caso de la polarización inversa. Recuerde que la energía térmica crea continuamente pares de electrones libres y
38 Capítulo 2
⫹
⫺
⫹
⫺ ⫺
⫹
⫺
⫹
⫺ ⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺ ⫺ ⫹
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
V
p
R
n
–
+
Figura 2.15 Polarización inversa.

huecos. Esto quiere decir que existen unos pocos portadores minoritarios en ambos lados de la unión. La mayor
parte de ellos se recombinan con los portadores mayoritarios, pero los que se hallan dentro de la zona de deplexión
pueden vivir el tiempo suficiente como para cruzar la unión. Cuando esto sucede, por el circuito externo circula
una pequeña corriente.
La Figura 2.17 ilustra esta idea. Supongamos que por el efecto de la ener gía térmica se ha creado un electrón
libre y un hueco en las proximidades de la unión. La zona de deplexión empuja al electrón libre hacia la derecha,
forzando a un electrón a abandonar el extremo derecho del cristal. El hueco de la zona de deplexión es empujado
hacia la izquierda. Este hueco adicional del lado p hace que entre un electrón por el extremo izquierdo del cristal
y se recombine con un hueco. Puesto que la ener gía térmica está generando continuamente pares electrón-hueco
en la zona de deplexión, aparece una pequeña corriente continua en el circuito externo.
La corriente inversa causada por los portadores minoritarios producidos térmicamente se denomina corriente
de saturación. En las ecuaciones, la corriente de saturación se expresa como IS. El nombre de esta corriente re-
presenta el hecho de que no se puede obtener una corriente de portadores minoritarios mayor que la producida por
la energía térmica. En otras palabras, aumentar la tensión inversa no incrementará el número de portadores mi-
noritarios creados térmicamente.
Corriente superficial de fugas
Además de la corriente de portadores minoritarios producidos térmicamente, ¿existe alguna otra corriente en un
diodo polarizado en inversa? Sí, una pequeña corriente que fluye por la superficie del cristal. Esta corriente se
conoce como corriente superficial de fugas y es debida a las impurezas e imperfecciones de la superficie de la
estructura del cristal.
Recuerde que...
La corriente inversa total de un diodo consta de una corriente de portadores minoritarios y una corriente superfi-
cial de fugas. En la mayoría de las aplicaciones, la corriente inversa en un diodo de silicio es tan pequeña que no
se suele tener en cuenta. La idea principal que debe recordar es la siguiente: en un diodo de silicio polarizado en
inversa, la corriente es aproximadamente cero.
Semiconductores 39
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
(a) (b)
V
p n
+
–
Figura 2.16 (a) Zona de deplexión. (b) Al incrementar la polarización inversa aumenta la anchura de la zona de deplexión.
⫹
⫺
⫹
⫹
⫺ ⫺
⫹
⫺
⫹
⫺ ⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺ ⫺ ⫹
⫹
⫺
⫺
⫹
⫺
⫹
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
V
p n
–
+
Figura 2.17 La producción térmica de electrones libres y huecos en la zona de deplexión produce una corriente inversa de saturación de
portadores minoritarios.

2.11 Disrupción
Los diodos permiten unos valores nominales máximos de tensión. Existe un límite para la tensión máxima en in-
versa con que se puede polarizar un diodo sin correr el riesgo de destruirlo. Si se incrementa la tensión inversa de
forma continua, llegará un momento en que se alcanzará la tensión de disrupción del diodo. En muchos diodos,
la tensión de disrupción es como mínimo 50V. La tensión de disrupción se in-
cluye en las hojas de características de los diodos. En el Capítulo 3 estudia-
remos las hojas de características.
Una vez alcanzada la tensión de disrupción, en la zona de deplexión apa-
rece de repente una gran cantidad de portadores minoritarios y el diodo con-
duce fuertemente.
¿De dónde proceden estos portadores? Se producen por el efecto de ava-
lancha (véase la Figura 2.18), el cual tiene lugar para tensiones inversas muy
altas. Lo que ocurre es lo siguiente: como siempre, existe una pequeña co-
rriente inversa de portadores minoritarios. Cuando la tensión inversa au-
menta, fuerza a los portadores minoritarios a moverse más rápidamente. De
esta forma, los portadores minoritarios colisionan con los átomos del cristal.
Si estos portadores adquieren la suficiente ener
gía, pueden golpear a los elec-
trones de valencia y liberarlos, produciendo electrones libres. Estos nuevos
portadores minoritarios se unen entonces a los portadores minoritarios exis-
tentes para colisionar con otros átomos. Este proceso es geométrico, porque un electrón libre libera un electrón de
valencia para dar lugar a dos electrones libres. Estos dos electrones libres liberan otros dos electrones más dando
lugar a cuatro electrones libres. El proceso continúa hasta que la corriente inversa se hace demasiado grande.
La Figura 2.19 muestra una vista ampliada de la zona de deplexión. La polarización inversa fuerza al electrón
libre a moverse hacia la derecha. A medida que se mueve, el electrón gana velocidad. Cuanto mayor es la polari-
zación inversa, más rápido se mueve el electrón. Si el electrón que se mueve a gran velocidad tiene la suficiente
energía, puede chocar con el electrón de valencia del primer átomo de un orbital de nivel superior
, lo que da como
resultado dos electrones libres, que pueden acelerarse y desligar dos electrones más. De esta forma, el número de
portadores minoritarios puede hacerse demasiado grande y el diodo puede conducir una corriente considerable.
La tensión de disrupción de un diodo depende depende del nivel de dopaje que tenga. En los diodos rectifica-
dores (el tipo más común), la tensión de disrupción suele ser mayor que 50 V. La Tabla-resumen 2.1 ilustra la di-
ferencia entre un diodo polarizado en directa y un diodo polarizado en inversa.
40 Capítulo 2
INFORMACIÓN ÚTIL
Exceder la tensión de disrupción de un
diodo no necesariamente significa que se
destruya el diodo. Mientras que el
producto de la tensión inversa por la
corriente inversa no exceda la potencia
máxima del diodo, éste podrá recuperarse.
Tabla-resumen 2.1 Polarización del diodo
P N
VS
R
–
+
Corriente
grande
Zona de deplexión
Polarización directa
P N
VS
R
–
+ Corriente
pequeña
Zona de deplexión
Polarización inversa
Polaridad de Vs (⫹) al material P
(⫺) al material N
(⫺) al material P
(⫹) al material N
Flujo de corriente Corriente directa grande si
Vs 0,7 V
Corriente inversa pequeña (la corriente de
saturación más la corriente superficial de fugas)
si Vs tensión de disrupción
Zona de deplexión Estrecha Ancha

Una buena aproximación consiste en identificar la ener
gía total de un electrón con el tamaño de su orbital. Es decir
,
podemos pensar en cada uno de los radios de la Figura 2.20a como en el equivalente a cada uno de los niveles de
energía mostrados en la Figura 2.20b. Los electrones del orbital más interno se corresponden con el primer nivel
de energía; los electrones situados en el segundo orbital se encuentran en el segundo nivel de energía, etc.
Más energía en el orbital superior
Dado que el electrón es atraído por el núcleo, se requiere ener
gía adicional para llevarlo a un orbital de mayor ener-
gía. Cuando un electrón salta del primer orbital al segundo, gana ener gía potencial con respecto al núcleo. Algu-
nos de los agentes externos que pueden hacer que un electrón pase a niveles de mayor ener gía son el calor, la luz
y la tensión.
Por ejemplo, suponga que una fuerza constante hace pasar al electrón del primer al segundo orbital, como se
muestra en la Figura 2.20a. Este electrón tiene más energía potencial porque está más alejado del núcleo (Figura
2.20b). La situación es similar a la de un objeto situado por encima de la Tierra: cuanto más alto está el objeto,
mayor es su energía potencial con respecto a la Tierra. Si lo liberamos, el objeto realiza un trabajo mayor cuando
cae en la Tierra.
Los electrones emiten luz
Después de que un electrón ha saltado a un orbital mayor, puede volver a caer en un nivel de energía inferior. Si
esto ocurre, perderá su energía adicional en forma de calor, luz y otras radiaciones.
En un diodo LED (light-emitting diode), la tensión aplicada eleva a los electrones a niveles de ener gía mayo-
res. Cuandos estos electrones caen en niveles de energía inferioes, emiten luz. Dependiendo del material utilizado,
la luz puede ser roja, verde, naranja o azul. Algunos diodos LED emiten radiaciones infrarrojas (no visibles), que
resultan útiles en sistemas de alarma antirrobo.
Bandas de energía
Cuando un átomo de silicio está aislado, el orbital de un electrón sólo está influenciado por las car gas del átomo
aislado. Esto da lugar a niveles de energía como las líneas mostradas en la Figura 2.20b. Sin embargo, cuando los
átomos de silicio se encuentran en un cristal, el orbital de cada electrón también está influenciado por las car
gas de
los otros átomos de silicio. Puesto que cada electrón tiene una posición única dentro del cristal, es decir , no
V
–
+
p n
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
⫺
⫹
Figura 2.19 El proceso de avalancha es una progresión
geométrica: 1, 2, 4, 8, . . .
Figura 2.18 El efecto de avalancha produce muchos
electrones libres y huecos en la zona de deplexión.
Semiconductores 41

hay dos electrones que vean exactamente el mismo patrón de car
gas circundantes. Debido a esto, el orbital de cada
electrón es diferente; dicho de otro modo, el nivel de energía de cada electrón es distinto.
La Figura 2.21 muestra lo que ocurre en los niveles de ener gía. Todos los electrones del primer orbital tienen
niveles de energía ligeramente diferentes, ya que nunca dos electrones ven exactamente el mismo entorno de car-
gas. Dado que hay miles de millones de electrones en el primer orbital, los distintos niveles de ener
gía ligeramente
diferentes forman un grupo o banda de energía. De forma similar, hay miles de millones de electrones en el se-
gundo orbital, todos ellos con niveles de energía ligeramente distintos, que forman la segunda banda de energía, y
así sucesivamente.
Además, como ya sabemos, la energía térmica produce unos pocos electrones libres y huecos. Los huecos per-
manecen en la banda de valencia, pero los electrones libres saltan a la banda de ener gía inmeditamente superior,
que se denomina banda de conducción. Ésta es la razón por la que en la Figura 2.21 se muestra una banda de con-
ducción con algunos electrones libres y una banda de valencia con algunos huecos. Cuando se cierra el interrup-
tor, aparece una pequeña corriente en el semiconductor puro. Los electrones libres se mueven a través de la banda
de conducción y los huecos a través de la banda de valencia.
Bandas de energía de tipo n
La Figura 2.22 muestra las bandas de ener gía de un semiconductor tipo n.
Como era de esperar, los portadores mayoritarios son los electrones libres de
la banda de conducción y los portadores minoritarios son los huecos de la
banda de valencia. Cuando en el esquema de la Figura 2.22 se cierra el inte-
rruptor, los portadores mayoritarios fluyen hacia la izquierda y los portadores
minoritarios hacia la derecha.
Bandas de energía de tipo p
La Figura 2.23 muestra las bandas de ener gía de un semiconductor tipo p,
donde podemos ver una inversión en los papeles que juegan los portadores.
Ahora, los portadores mayoritarios son los huecos de la banda de valencia y los
portadores minoritarios son los electrones libres de la banda de conducción. Cuando en el esquema de la Figura
2.23 se cierra el interruptor, los portadores mayoritarios fluyen hacia la derecha y los portadores mayoritarios flu-
yen hacia la izquierda.
(a)
(b)
BORDE DEL NÚCLEO
3
r
2
r
1
r
NÚCLEO
Figura 2.20 El nivel de energía es
proporcional al tamaño del orbital. (a)
Orbitales. (b) Niveles de energía.
25°C
⫺273°C
25⬚C
BANDA DE CONDUCCIÓN
BANDA DE VALENCIA
2ª BANDA
1ª BANDA
⫹ ⫹ ⫹ ⫹
⫺ ⫺ ⫺ ⫺
Figura 2.21 Semiconductor intrínseco y bandas de energía.
42 Capítulo 2
INFORMACIÓN ÚTIL
Tanto en los semiconductores de tipo n
como de tipo p, un incremento de la
temperatura produce un incremento
idéntico en el número de portadores de
corriente minoritarios y mayoritarios.

Semiconductores 43
Para poder comprender los tipos más avanzados de dispositivos semiconductor , necesitará saber cómo controlan
los niveles de energía el funcionamiento de una unión pn.
Antes de la difusión
En una unión abrupta (una unión que cambia de repente del material p al n), ¿qué aspecto tendría su diagrama de
energía? La Figura 2.24a muestra las bandas de energía antes de que los electrones se difundan a través de la unión.
El lado p contiene muchos huecos en la banda de valencia y el lado n contiene muchos electrones en la banda de
conducción. Pero, ¿por qué las bandas del lado p están ligeramente más altas que las bandas del lado n?
El lado p tiene átomos trivalentes con una carga en la parte interna de ⫹3, como muestra la Figura 2.24b. Por
otro lado, el lado n tiene átomos pentavalentes con una carga en la parte interna de ⫹5 (Figura 2.24c). Una carga
de ⫹3 atrae menos a un electrón que una carga de ⫹5. Por tanto, los orbitales de un átomo trivalente (lado p) son
ligeramente más grandes que los de un átomo pentavalente (ladon). Ésta es la razón por la que las bandas del lado
p de la Figura 2.24a están un poco más altas que las bandas del lado n.
Una unión abrupta como la de la Figura 2.24 a es una idealización, porque el lado p no puede terminar de re-
pente justo donde comienza el lado n. Un diodo real sufre un cambio gradual de un material al otro. Por tanto, la
Figura 2.25a es una diagrama de energías más realista de un diodo de unión.
En equilibrio
Cuando se fabrica un diodo, en principio, no tiene zona de deplexión (Figura 2.25 a). En esta situación, los elec-
trones libres se difundirán a través de la unión. En términos de niveles de ener
gía, esto significa que los electrones
25°C
⫺273⬚C
25⬚C
BANDA DE VALENCIA
2ª BANDA
1ª BANDA
⫹
⫺ ⫺ ⫺ ⫺
⫺ ⫺ ⫺ ⫺
Figura 2.22 Semiconductor tipo n y sus bandas de energía.
21C
⫺273⬚C
25⬚C
BANDA DE VALENCIA
2ª BANDA
1ª BANDA
⫹ ⫺ ⫺ ⫺
⫺
⫹ ⫹ ⫹
⫹
⫹ ⫹ ⫹
Figura 2.23 Semiconductor tipo p y sus bandas de energía.
UNIÓN
ENERGÍA
p
n
BANDA DE
CONDUCCIÓN
ORBITAL DE LA BANDA DE CONDUCCIÓN
ORBITAL DE LA
BANDA DE
VALENCIA
BANDA DE
VALENCIA
⫹3 ⫹5
(a) (b) (c)
Figura 2.24 (a) Bandas de energía de una unión abrupta antes de la difusión. (b) Un átomo de tipo p tiene sus orbitales más altos, es decir,
un nivel de energía mayor. (c) Un átomo de tipo n tiene sus orbitales más pequeños, es decir, un nivel de energía menor.

próximos a la parte superior de la banda de conducción n atraviesan la unión, como se ha descrito anteriormente.
Tan pronto como han atravesado la unión, un electrón libre se recombinará con un hueco. En otras palabras, el
electrón caerá de la banda de conducción a la banda de valencia. Cuando esto ocurre, emite calor , luz y otras ra-
diaciones. Esta recombinación no sólo crea la zona de deplexión, sino que también cambia los niveles de ener gía
en la unión incrementando la diferencia entre los niveles de energía de las bandas del lado p y del lado n.
La Figura 2.25b muestra el diagrama de energías después de haberse creado la zona de deplexión. Las bandas
del lado p se han desplazado hacia arriba con respecto a las bandas del ladon. Como se puede ver, la parte inferior
de cada una de las bandas del lado p está al mismo nivel que la parte superior de la banda del lado n correspon-
diente. Esto quiere decir que los electrones del lado n ya no tienen la ener gía suficiente como para atravesar la
unión. A continuación proporcionamos una explicación simplificada de por qué la banda p se desplaza arriba.
La Figura 2.25c muestra un orbital de la banda de conducción alrededor de un átomo trivalente antes de que
tenga lugar la difusión. Cuando un electrón se difunde a través de la unión, cae en un hueco de un átomo trivalente
(Figura 2.25d). Este electrón extra del orbital de valencia empujará al orbital de valencia alejándole del átomo tri-
valente, como muestra la Figura 2.25d. Por tanto, cualquier nuevo electrón que entre en este área necesitará más
energía que antes para desplazarse a través del orbital de la banda de conducción. Dicho de otra manera, el au-
mento del orbital de la banda de conducción se traduce en un aumento del nivel de ener gía, lo que es equivalente
a decir que, después de haberse creado la zona de deplexión, las bandas del lado p se han desplazado hacia arriba
con respecto a las bandas del lado n.
En equilibrio, los electrones de la banda de conducción del lado n se mueven en orbitales que no son lo sufi-
cientemente grandes como para ajustarse a los orbitales del ladop (Figura 2.25b). En otras palabras, los electrones
del lado n no tienen la suficiente energía para atravesar la unión.A un electrón que intentara difundirse a través de
la unión, el camino que tendría que recorrer le parecería unabarrera, una barrera de energía (véase la Figura 2.25b).
El electrón no puede atravesar esta barerra a menos que reciba energía de una fuente externa. Esta fuente externa
puede ser una fuente de tensión, aunque también podría ser calor
, luz o cualquier otro tipo de radiación. No piense
en la barrera de energía como en una barrera “física”, sino como en el aumento del nivel de ener
gía que tienen que
adquirir los electrones de valencia antes de poder cruzar la zona de deplexión.
Figura 2.25 (a) Bandas de energía antes de la difusión. (b) Bandas de energía después de formada la zona de deplexión. (c) Un átomo de
tipo p antes de la difusión tiene un orbital más pequeño. (d) Un átomo de tipo p después de la difusión tiene un orbital más grande, lo que
equivale a un nivel de energía mayor.
BANDA DE VALENCIA
ENERGÍA
p
n
ORBITAL DE LA
ORBITAL DE LA
HUECO
⫹3 ⫹3
ENERGÍA
p
n
HUECO
OCUPADO
ZONA DE DEPLEXIÓN
(a)
(c) (d)
(b)
44 Capítulo 2

Figura 2.26 La polarización directa proporciona más energía a los electrones libres, lo que equivale a un mayor nivel de energía.
La polarización directa disminuye la barrera de ener gía (véase la Figura 2.26). En otras palabras, la batería au-
menta el nivel de energía de los electrones libres, lo que es equivalente a empujar hacia arriba a la banda n. Gra-
cias a esto, los electrones libres tienen la energía suficiente para entrar en la regiónp. Nada más entrar en la región
p, caen en los huecos (camino A). Como electrones de valencia, continúan movíendose hacia el extremo izquierdo
del cristal, lo que es equivalente a que los huecos se muevan hacia la unión.
Como se muestra en la Figura 2.26, algunos huecos penetran en la región n. En este caso, los electrones de la
banda de conducción pueden seguir el camino de recombinación B. Independientemente de dónde tenga lugar la
recombinación, el resultado es el mismo. Un flujo continuo de electrones libres se desplaza hacia la unión y cae en
los huecos próximos a la unión. Los electrones capturados (ahora electrones de valencia) se mueven hacia la iz-
quierda en un flujo continuo a través de los huecos de la región p. De esta forma, se obtiene un flujo continuo de
electrones a través del diodo.
Puede ocurrir que, cuando los electrones libres caen de la banda de conducción a la banda de valencia, radien
la energía que les sobra en forma calor y luz. En un diodo normal, la radiación tiene lugar en forma de calor
, lo que
no sirve para nada útil. Pero cuando se trata de un diodo LED, la radiación puede ser luz roja, verde, azul o naranja.
Los diodos LED son ampliamente utilizados como indicadores visuales en instrumentos electrónicos, teclados de
computadora y equipos de consumo.
2.14 Barrera de potencial y temperatura
La temperatura de la unión es la temperatura interna de un diodo, exactamente en la unión pn. La temperatura
ambiente es otra cosa: es la temperatura del aire fuera del diodo, es decir
, la temperatura del aire que rodea al diodo.
Cuando el diodo conduce, la temperatura de la unión es mayor que la temperatura ambiente debido al calor pro-
ducido por la recombinación.
La barrera de potencial depende de la temperatura de la unión. Un incremento de la temperatura de la unión
crea más electrones libres y huecos en las regiones dopadas. Cuando estas car gas se difunden por la zona de de-
plexión, ésta se hace más estrecha, lo que quiere decir que hay menos barrera de potencial para temperaturas de
la unión más altas.
Antes de continuar, necesitamos definir un símbolo:
⌬ ⴝ la variación de (2.2)
La letra griega ⌬ (delta) quiere decir “la variación de”. Por ejemplo, ⌬V indica la variación de tensión y ⌬T
quiere decir la variación de temperatura. La relación ⌬VⲐ⌬T indica la variación de la tensión dividida entre la va-
riación de temperatura.
Ahora podemos establecer una regla para estimar la variación de la barrera de potencial. La barrera de poten-
cial de un diodo de silicio varía 2 mV por cada incremento de un grado Celsius.
Como derivación, tenemos:
ⴝ ⴚ2 mVⲐ
Ⲑ°C (2.3)
⌬V
ᎏ
⌬T
ENERGÍA
p B
A
n
Semiconductores 45

Reordenando:
⌬V ⴝ (ⴚ2 mVⲐ
Ⲑ°C) ⌬T (2.4)
De este modo, podemos calcular la barrera de potencial para cualquier temperatura de la unión.
46 Capítulo 2
Ejemplo 2.5
Suponiendo una barrera de potencial de 0,7 V a una temperatura ambiente de 25°C, ¿Cuál es la barrera de poten-
cial de un diodo de silicio cuando la temperatura de la unión es de 100°C? ¿Y a 0°C?
SOLUCIÓN Cuando la temperatura de la unión es 100°C, la variación de la barrera de potencial es:
⌬V ⫽ (⫺2 mVⲐ°C) ⌬T ⫽ (⫺2 mVⲐ°C)(100°C ⫺ 25°C) ⫽ ⫺150 mV
Esto nos dice que la barrera de potencial disminuye 150 mVrespecto de su valor a temperatura ambiente. Por tanto,
es igual a:
VB ⫽ 0,7 V ⫺ 0,15 V ⫽ 0,55 V
Cuando la temperatura de la unión es de 0°C, la variación de la barrera de potencial es:
⌬V ⫽ (⫺2 mVⲐ°C) ⌬T ⫽ (⫺2 mVⲐ°C)(0°C ⫺ 25°C) ⫽ 50 mV
Lo que nos dice que la barrera de potencial aumenta 50 mVrespecto de su valor a temperatura ambiente. Por tanto,
es igual a:
VB ⫽ 0,7 V ⫹ 0,05 V ⫽ 0,75 V
PROBLEMA PRÁCTICO 2.5 ¿Cuál será la barrera de potencial en el Ejemplo 2.5 cuando la temperatura de
la unión sea de 50°C?
Veamos unas pocas ideas más avanzadas sobre el diodo polarizado en inversa. Para empezar
, la anchura de la zona
de deplexión varía cuando varía la tensión inversa. Veamos lo que esto implica.
Corriente transitoria
Cuando la tensión inversa aumenta, los huecos y los electrones se alejan de la unión, dejando iones positivos y ne-
gativos tras ellos. Por tanto, la zona de deplexión se hace más ancha. Cuanto mayor es la polarización inversa, más
ancha se hace la zona deplexión. Mientras la zona de deplexión se ajusta a su nueva anchura, una corriente fluye
al circuito externo. Esta corriente transitoria se hace cero cuando la zona de deplexión deja de aumentar de tamaño.
La cantidad de tiempo durante la que esta corriente transitoria fluye depende de la constante de tiempo RC del
circuito externo. Normalmente, dura unos nanosegundos, por lo que los efectos de esta corriente transitoria pue-
den ignorarse para frecuencias por debajo de, aproximadamente, 10 MHz.
Corriente inversa de saturación
Como se ha dicho anteriormente, la polarización directa de un diodo hace que la banda n se eleve y permite que
los electrones libres atraviesen la unión. La polarización inversa tiene el efecto contrario: hace que la zona de de-
plexión se ensanche y que la banda n descienda, como se muestra en la Figura 2.27.
Ceamos qué es la corriente inversa de saturación desde el punto de vista de la ener
gía. Supongamos que la ener-
gía térmica crea un hueco y un electrón libre en la zona de deplexión, como se ve en la Figura 2.27.Ahora el elec-
trón libre en A y el hueco en B pueden contribuir a la corriente. Debido a la polarización inversa, el electrón libre

Figura 2.27 La energía térmica genera electrones libres y huecos en el interior de la zona de deplexión.
se moverá hacia la derecha, empujando a un electrón hacia el extremo derecho del diodo. De forma similar , el
hueco se moverá hacia la izquierda. Este hueco extra del ladop dejará entrar a un electrón en el extremo izquierdo
del cristal.
Cuanto mayor es la temperatura de la unión, mayor es la corriente de saturación. Una aproximación útil que debe re-
cordar es la siguiente: IS se duplica por cada incremento de temperatura de 10°C. Como derivación tenemos,
Porcentaje ⌬IS ⴝ 100% por cada 10°C de incremento (2.5)
Dicho con palabras, la variación en la corriente de saturación es del 100 por cien por cada incremento de 10°C de
la temperatura. Si las variaciones de temperatura son menores que 10°C, se puede emplear esta regla equivalente:
Porcentaje ⌬IS ⴝ 7% por °C (2.6)
Con palabras, la variación en la corriente de saturación es del 7 por ciento por cada incremento de un grado Cel-
sius. Esta solución del 7 por ciento es una buena aproximación de la regla de los 10°.
Silicio y germanio
En un átomo de silicio, la distancia entre la banda de valencia y la banda de conducción se denominabanda prohi-
bida. Cuando la energía términa produce electrones libres y huecos, tiene que proporcionar a los electrones de va-
lencia la energía suficiente para saltar a la banda de conducción. Cuanto mayor es la banda prohibida, más difícil
es que la ener gía térmica genere pares electrón-hueco. Afortunadamente, el silicio tiene una banda prohibida
grande, lo que significa que la energía térmica no puede generar muchos pares electrón-hueco a temperaturas nor-
males.
En un átomo de germanio, la banda de valencia está mucho más cerca de la banda de conducción. Es decir, el
germanio tiene una banda prohibida mucho más pequeña que el silicio. Por ello, la ener
gía térmica genera muchos
más pares electrón-hueco en los dipositivos de germanio. Éste es el fallo fatal que hemos mencionado anterior-
mente. La excesiva corriente inversa de los dispositivos de germanio les excluye de su uso generalizado en las
computadoras modernas, la electrónica de consumo y los circuitos para comunicaciones.
Corriente superficial de fugas
En la Sección 2.10 hemos mencionado brevemente la corriente superficial de fugas. Recuerde que es una corriente
inversa que fluye por la superficie del cristal. Veamos ahora una explicación de por qué existe esta corriente. Ima-
gine que los átomos de las partes superior e inferior de la Figura 2.28 a se encuentran sobre la superficie del cris-
tal. Puesto que estos átomos no tienen vecinos, sólo tienen seis electrones en el orbital de valencia, lo que implica
dos huecos en cada una de las superficies del átomo. Luego podemos ver que la superficie del cristal es como un
semiconductor de tipo p. Por esta razón, los electrones pueden entrar por el extremo izquierdo del cristal, atrave-
sar los huecos de la superficie y salir por el extremo derecho del cristal. De este modo, se crea una pequeña co-
rriente inversa a lo largo de la superficie.
La corriente superficial de fugas es directamente proporcional a la tensión inversa. Por ejemplo, si se duplica
la tensión inversa, la corriente superficial de fugas ISL se duplica. Podemos definir la resistencia superficial de
fugas del siguiente modo:
RSL ⴝ (2.7)
VR
ᎏ
ISL
B
A
Semiconductores 47

Figura 2.28 (a) Los átomos que se encuentran en la superficie del cristal no tienen vecinos. (b) La superficie del cristal tiene huecos.
⫹ ⫹ ⫹ ⫹ ⫹ ⫹ ⫹ ⫹
⫹ ⫹ ⫹ ⫹ ⫹ ⫹ ⫹ ⫹
–
+
V
p n
(b)
(a)
⫽ ⫽ ⫽
⫽ ⫽ ⫽
⫽
⫽
⫽
⫽
⫽
⫽
⫽
⫽
⫽
⫽ ⫽
48 Capítulo 2
Ejemplo 2.6
Un diodo de silicio tiene una corriente de saturación de 5 nAa 25°C. ¿Cuál será la corriente de saturación a 100°C?
SOLUCIÓN La variación de temperatura es:
⌬T ⫽ 100°C ⫺ 25°C ⫽ 75°C
Con la Ecuación (2.5), vemos que la corriente se duplica siete veces entre 25°C y 95°C:
IS ⫽ (27
)(5 nA) ⫽ 640 nA
Con la Ecuación (2.6), vemos que hay 5° adicionales entre 95°C 100°C:
IS ⫽ (1,075
)(640 nA) ⫽ 898 nA
PROBLEMA PRÁCTICO 2.6 Utilizando el mismo diodo que en el Ejemplo 2.6, ¿cuál será la corriente de
saturación a 80°C?
Ejemplo 2.7
Si la corriente superficial de fugas es de 2 nA para una tensión inversa de 25 V, ¿cuál será la corriente superficial
de fugas para una tensión inversa de 35 V?
SOLUCIÓN Hay dos formas de resolver este problema. La primera consiste en calcular la resistencia superfi-
cial de fugas:
RSL ⫽ ⫽ 12,5(109
) ⍀
A continuación, se calcula la corriente superficial de fugas para 35 V como sigue:
ISL ⫽ ⫽ 2,8 nA
35 V
ᎏᎏ
12,5(109
) ⍀
25 V
ᎏ
2 nA

Semiconductores 49
El segundo método es el siguiente. Dado que la corriente superficial de fugas es directamente proporcional a la
tensión inversa, tenemos:
ISL ⫽ 2 nA ⫽ 2,8 nA
PROBLEMA PRÁCTICO 2.7 En el Ejemplo 2.7, ¿cuál es la corriente superficial de fugas para una tensión
inversa de 100 V?
35 V
ᎏ
25 V
SEC. 2.1 CONDUCTORES
Un átomo de cobre neutro sólo tiene un
electrón en su orbital más externo. Puesto
que tiene un único electrón puede
separarse fácilmente del átomo, y se le
denomina electrón libre. El cobre es buen
conductor porque incluso la tensión más
pequeña hace que los electrones libres
fluyan de un átomo al siguiente.
SEC. 2.2 SEMICONDUCTORES
El silicio es el material semiconductor más
ampliamente utilizado. Un átomo aislado
de silicio tiene cuatro electrones en su
orbital de valencia, el más externo. El
número de electrones en el orbital de
valencia es la clave de la conductividad.
Los conductores tienen un electrón de
valencia, los semiconductores tienen cua-
tro electrones de valencia y los aislantes
tienen ocho electrones de valencia.
SEC. 2.3 CRISTALES DE SILICIO
Cada átomo de silicio de un cristal tiene
sus cuatro electrones de valencia más
otros cuatro electrones que comparte con
los átomos vecinos. A temperatura
ambiente, un cristal de silicio puro sólo
tiene unos pocos electrones libres y
huecos generados por la energía térmica.
La cantidad de tiempo transcurrida entre
la creación y la recombinación de un
electrón libre y un hueco se denomina
tiempo de vida.
SEC. 2.4 SEMICONDUCTORES
INTRÍNSECOS
Un semiconductor intrínseco es un
semiconductor puro, cuando se le aplica
una tensión externa, los electrones libres
fluyen hacia el terminal positivo de la
batería y los huecos hacia el terminal
negativo de la batería.
SEC. 2.5 DOS TIPOS DE FLUJO
En un semiconductor intrínseco existen
dos tipos de flujo de portadores: el flujo de
los electrones libres a través de los orbitales
más grandes (banda de conducción) y el
flujo de los huecos a través de los orbitales
más pequeños (la banda de valencia).
SEC. 2.6 DOPAJE DE UN
SEMICONDUCTOR
Con el dopaje se aumenta la conducti-
vidad de un semiconductor. Un semicon-
ductor dopado se denomina semiconduc-
tor extrínseco. Cuando un semiconductor
intrínseco se dopa con átomos pentava-
lentes (donantes), tiene más electrones
libres que huecos. Cuando un semicon-
ductor intrínseco se dopa con átomos
trivalentes (aceptores), tiene más huecos
que electrones.
SEC. 2.7 DOS TIPOS DE
SEMICONDUCTORES
EXTRÍNSECOS
En un semiconductor de tipo n, los elec-
trones libres son los portadores mayo-
ritarios y los huecos son los portadores
minoritarios. En un semiconductor de
tipo p, los huecos son los portadores
mayoritarios y los electrones libres son los
portadores monoritarios.
SEC. 2.8 EL DIODO
NO POLARIZADO
Un diodo no polarizado tiene una zona de
deplexión en la unión pn. Los iones de la
zona de deplexión producen una barrera
de potencial. A temperatura ambiente, esta
barrera de potencial es de aproximada-
mente 0,7 V para un diodo de silicio y de
0,3 V para un diodo de germanio.
SEC. 2.9 POLARIZACIÓN DIRECTA
Cuando una tensión externa se opone a la
barrera de potencial, el diodo se polariza en
directa. Si la tensión aplicada es mayor que
la barrera de potencial, la corriente es
grande. Es decir, la corriente fluye fácil-
mente en un diodo polarizado en directa.
SEC. 2.10 POLARIZACIÓN
INVERSA
Cuando se añade una tensión externa a la
barrera de potencial, el diodo se polariza en
inversa. Cuando la tensión inversa aumen-
ta, la zona de deplexión se hace más ancha.
La corriente es aproximadamente cero.
SEC. 2-11 DISRUPCIÓN
Demasiada tensión inversa producirá bien
el efecto de avalancha o el efecto zener, en
cuyo caso, una corriente de disrupción
grande puede destruir el diodo. En general,
los diodos nunca operan en la región de
disrupción. La única excepción es el diodo
zener, un diodo de propósito especial que
se tratará en un capítulo posterior.
SEC. 2.12 NIVELES DE ENERGÍA
Cuanto más grande es el orbital, mayor es
el nivel de energía de un electrón. Si una
fuerza externa hace que el electrón pase a
un nivel de energía mayor, éste emitirá
algún tipo de energía cuando caiga de
nuevo en su orbital de origen.
SEC. 2.13 LA BARRERA DE
ENERGÍA
La barrera de potencial de un diodo es
similar a una banda prohibida. Los electro-
nes que intentan atravesar la unión nece-
sitan la suficiente energía como para saltar
esa barrera. Una fuente de tensión externa
que polarice en directa al diodo da a los
Resumen

50 Capítulo 2
electrones la energía necesaria para atra-
vesar la zona de deplexión.
SEC. 2.14 BARRERA DE
POTENCIAL Y
TEMPERATURA
Cuando la temperatura de la unión
aumenta, la zona de deplexión se hace más
estrecha y la barrera de potencial dismi-
nuirá aproximadamente 2 mV por cada
grado Celsius de incremento.
SEC. 2.15 DIODO POLARIZADO
EN INVERSA
En un diodo existen tres componentes de
corriente inversa: la corriente transitoria
que se produce cuando la tensión inversa
varía; la corriente de los portadores mino-
ritarios, también denominada corriente
de saturación porque es independiente de
la tensión inversa. Y la tercera y última, la
corriente superficial de fugas, que
aumenta cuando aumenta la tensión
inversa.
(2.2) ⌬ ⫽ la variación de (2.7) RSL ⫽
VR
ᎏ
ISL
(2-1) Saturación de valencia: n ⫽ 8
(2.3) ᎏ
⌬
⌬
V
T
ᎏ ⫽ ⫺2 mVⲐ°C (2.5) Porcentaje ⌬IS ⫽ 100% por cada 10°C de incremento
(2.4) ⌬V ⫽ (⫺2 mVⲐ°C) ⌬T (2.6) Porcentaje ⌬IS ⫽ 7% por°C
1. ¿Cuántos protones contiene el
núcleo de un átomo de cobre?
a. 1
b. 4
c. 18
d. 29
2. La carga neta de un átomo de
cobre neutro es
a. 0
b. ⫹1
c. ⫺1
d. ⫹4
3. Suponiendo que se elimina el elec-
trón de valencia de un átomo de
cobre. La carga neta del átomo será
a. 0
b. ⫹1
c. ⫺1
d. ⫹4
4. ¿Qué tipo de atracción experimen-
ta el electrón de valencia de un
átomo de cobre hacia el núcleo?
a. ninguna
b. débil
c. fuerte
d. imposible saberlo
5. ¿Cuántos electrones de valencia
tiene un átomo de silicio?
a. 0
b. 1
c. 2
d. 4
6. ¿Cuál es el semiconductor cuyo
uso está más extendido?
a. Cobre
b. Germanio
c. Silicio
d. Ninguno de los anteriores
7. ¿Cuántos protones contiene el nú-
cleo de un átomo de silicio?
a. 4
b. 14
c. 29
d. 32
8. Los átomos de silicio se combinan
formando un patrón ordenado
denominado
a. enlace covalente
b. cristal
c. semiconductor
d. orbital de valencia
9. Un semiconductor intrínseco tiene
algunos huecos a temperatura am-
biente. ¿Qué causa estos huecos?
a. dopaje
b. electrones libres
c. energía térmica
d. electrones de valencia
10. Cuando un electrén se mueve a un
órbital de nivel mayor, su nivel de
energía con respecto al núcleo
a. aumenta
b. disminuye
c. permanece igual
d. depende del tipo de átomo
11. La unión de un electrón libre y de
un hueco se denomina
a. enlace covalente
b. tiempo de vida
c. recombinación
d. energía térmica
12. A temperatura ambiente, un cris-
tal de silicio intrínseco se com-
porta de manera similar a
a. una batería
b. un conductor
c. un aislante
Cuestiones
Dreivaciones
Leyes
Definiciones

Semiconductores 51
d. un fragmento de cable de cobre
13. El tiempo transcurrido entre la
creación de un hueco y su desa-
parición se denomina
a. dopaje
b. tiempo de vida
c. recombinación
d. valencia
14. El electrón de valencia de un con-
ductor también se puede llamar
a. electrón de enlace
b. electrón libre
c. núcleo
d. protón
15. ¿Cuántos tipos de flujo tiene un
conductor?
a. 1
b. 2
c. 3
d. 4
16. ¿Cuántos tipos de flujo tiene un
semiconductor?
a. 1
b. 2
c. 3
d. 4
17. Cuando se aplica una tensión a un
semiconductor, los huecos fluyen
a. alejándose del potencial negativo
b. hacia el potencial positivo
c. en el circuito externo
d. Ninguna de las anteriores
18. En un material semiconductor,
el orbital de valencia se satura
cuando contiene
a. 1 electrón
b. Los mismos iones (⫹) y (⫺)
c. 4 electrones
d. 8 electrones
19. En un semiconductor intrínseco, el
número de huecos es
a. igual al número de electrones libres
b. mayor que el número de electro-
nes libres
c. menor que el número de electro-
nes libres
20. La temperatura de cero absoluto es
igual a
a. ⫺273°C
b. 0°C
c. 25°C
d. 50°C
21. A la temperatura de cero absoluto,
un semiconductor intrínseco tiene
a. pocos electrones libres
b. muchos huecos
c. muchos electrones libres
d. ni huecos ni electrones libres
22. A temperatura ambiente, un semi-
conductor intrínseco tiene
a. unos pocos electrones libres y
huecos
b. muchos huecos
c. muchos electrones libres
d. ningún hueco
23. El número de electrones libres y
huecos en un semiconductor in-
trínseco disminuye cuando la
temperatura
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
24. El flujo de los electrones de va-
lencia hacia la derecha indica que
los huecos se mueven hacia
a. la izquierda
b. la derecha
c. cualquier lado
25. Los huecos son como
a. átomos
b. cristales
c. cargas negativas
d. cargas positivas
tienen los átomos trivalentes?
a. 1
b. 3
c. 4
d. 5
tiene un átomo aceptor?
a. 1
b. 3
c. 4
d. 5
28. Para producir un semiconductor de
tipo n, ¿qué utilizaría?
a. Átomos aceptores
b. Átomos donantes
c. Impurezas pentavalentes
d. Silicio
29. ¿En qué tipo de semiconductor los
portadores minoritarios son elec-
trones?
a. extrínseco
b. intrínseco
c. tipo n
d. tipo p
30. ¿Cuántos electrones libres contie-
ne un semiconductor de tipo p?
a. Muchos
b. Ninguno
c. Sólo los producidos por la energía
térmica
d. Los mismos que huecos
31. La plata es el mejor conductor.
¿Cuántos electrones de valencia
cree que tiene?
a. 1
b. 4
c. 18
d. 29
32. Suponiendo que un semiconductor
intrínseco tiene 1000 de millones
de electrones libres a temperatura
ambiente, si la temperatura dis-
minuye a 0°C, ¿cuántos huecos
tendrá?
a. Menos de 1000 millones
b. 1000 millones
c. Más de 1000 millones
d. Imposible decirlo
33. Se aplica una fuente de tensión
externa a un semiconductor de
tipo p
p. Si el extermo izquierdo del
cristal es positivo, ¿cómo fluyen los
portadores mayoritarios?
a. Hacia la izquierda
b. Hacia la derecha
c. No fluyen
34. ¿Cuál de las siguientes respuestas
no se ajusta al grupo?
a. Conductor
b. Semiconductor
c. Cuatro electrones de valencia
d. Estructura de cristal
35. ¿Cuál de las temperaturas siguien-
tes es aproximadamente igual a la
temperatura ambiente?
a. 0°C
b. 25°C
c. 50°C
d. 75°C

52 Capítulo 2
36. ¿Cuántos electrones hay en el or-
bital de valencia de un átomo de si-
licio que está dentro de un cristal?
a. 1
b. 4
c. 8
d. 14
37. Los iones negativos son átomos
que han
a. ganado un protón
b. perdido un protón
c. ganado un electrón
d. perdido un electrón
38. ¿Cuál de los siguientes términos
describe a un semiconductor de
tipo n?
a. Neutro
b. Positivamente cargado
c. Negativamente cargado
d. Tiene muchos huecos
39. Un semiconductor de tipo p con-
tiene huecos y
a. iones positivos
b. iones negativos
c. átomos pentavalentes
d. átomos donantes
40. ¿Cuál de los siguientes términos
describe a un semiconductor de
tipo p?
a. Neutro
b. Positivamente cargado
c. Negativamente cargado
d. Tiene muchos electrones libres
41. Comparada con un diodo de ger-
manio, la corriente inversa de
saturación de un diodo de silicio es
a. igual a altas temperaturas
b. menor
c. igual a bajas temperaturas
d. mayor
42. ¿Qué es lo que genera la zona de
deplexión?
a. Dopaje
b. Recombinación
c. Barrera de potencial
d. Iones
43. ¿Cuál es la barrera de potencial de
un diodo de silicio a temperatura
ambiente?
a. 0,3 V
b. 0,7 V
c. 1 V
d. 2 mV por grado Celsius
44. Al comparar las bandas prohibidas
de los átomos de germanio y de
silicio, un átomo de silicio tiene
una banda prohibida
a. aproximadamente igual
b. menor
c. mayor
d. impredecible
45. Normalmente, en un diodo de
silicio, la corriente inversa
a. es muy pequeña
b. es muy grande
c. es igual a cero
d. está en la región de disrupción
46. Manteniendo la temperatura cons-
tante, la tensión de polarización
inversa de un diodo de silicio
aumenta. La corriente de satura-
ción del diodo
a. aumentará
b. disminuirá
c. permanecerá constante
d. será igual a la corriente superficial
de fugas
47. La tensión a la que se produce el
efecto de avalancha se denomina
a. barrera de potencial
b. zona de deplexión
c. tensión de codo
d. tensión de disrupción
48. La barrera de energía de la unión
de un diodo p
pn
n disminuirá cuando
el diodo
a. esté polarizado en directa
b. se fabrique
c. esté polarizado en inversa
d. no conduzca
49. Cuando la tensión inversa dismi-
nuye de 10 a 5 V, la zona de
deplexión
a. se hace más pequeña
b. se hace más grande
c. no se ve afectada
d. entra en disrupción
50. Cuando un diodo está polarizado
en directa, la recombinación de
electrones libres y huecos puede
producir
a. calor
b. luz
c. radiación
d. Todas las anteriores
51. Una tensión inversa de 10 V cae en
un diodo. ¿Cuál es la tensión
existente en la zona de deplexión?
a. 0 V
b. 0,7 V
c. 10 V
52. La banda prohibida de un átomo
de silicio es la distancia entre la
banda de valencia y
a. el núcleo
b. la banda de conducción
c. la parte interna del átomo
d. los iones positivos
53. La corriente inversa de saturación
se duplica cuando la temperatura
de la unión aumenta
a. 1°C
b. 2°C
c. 4°C
d. 10°C
54. La corriente superficial de fugas se
duplica cuando la tensión inversa
aumenta
a. un 7%
b. un 100%
c. un 200%
d. 2 mV
2.1 ¿Cuál es la carga neta de un átomo de cobre si gana dos
electrones?
2.2 ¿Cuál es la carga neta de un átomo de silicio si gana dos
electrones de valencia?
2-3 Clasificar cada uno de los siguientes elementos como
conductor o semiconductor:
a. Germanio b. Plata c. Silicio d. Oro
2.4 Si un cristal de silicio puro tiene en su interior 500.000
huecos, ¿Cuántos electrones libres tendrá?
2.5 Un diodo está polarizado en directa. Si la corriente es de
5 mA en el lado n, ¿cuál será cada una de las siguientes
corrientes?
Problemas

a. en el lado p
b. en los cables de conexión al exterior
c. en la unión
2.6 Clasifique cada uno de los siguientes elementos como semi-
conductor de tipo n o de tipo p:
a. Dopado con átomos aceptores
b. Cristal con impurezas pentavalentes
c. Portadores mayoritarios y huecos
d. Átomos donantes añadidos a un cristal
Semiconductores 53
e. Portadores minoritarios y electrones libres
2.7 Un diseñador va a emplear un diodo de silicio en un rango
de temperatura comprendido entre 0° y 75°C. ¿Cuáles serán
los valores mínimo y máximo de la barrera de potencial?
2.8 Si un diodo de silicio tiene una corriente de saturación de 10
nA en un rango de 25° a 75°C, ¿cuáles serán los valores
mínimo y máximo de la corriente de saturación?
2.9 Un diodo tiene una corriente superficial de fugas de 10 nA
cuando la tensión inversa es 10 V. ¿Cuál será la corriente
superficial de fugas si la tensión inversa se aumenta a 100 V?
2.10 Un diodo de silicio tiene una corriente inversa de 5 ␮A a
25°C y de 100 ␮A a 100°C. ¿Cuáles son los valores de la
corriente de saturación y de la corriente superficial de fugas
a 25°C?
2.11 Los dispositivos con uniones pn se emplean para fabricar
computadoras. La velocidad de las computadoras depende
de la rapidez con que un díodo pueda activarse y desac-
tivarse. Basándose en lo que sabe sobre la polarización
inversa, ¿qué se puede hacer para que una computadora
funcione más rápido?
Un equipo de expertos en electrónica han formulado estas
preguntas. En la mayoría de los casos, el texto proporciona
suficiente información para poder responder a todas las
preguntas, aunque es posible que en alguna ocasión se
encuentre con algún término que no le sea familiar. En dicho
caso, busque el término en un diccionario técnico. También
puede haberse incluido alguna pregunta que no se haya cubierto
en el texto, situación en la que podrá recurrir a consultar algunos
otros textos en una biblioteca.
1. Dígame por qué el cobre es un buen conductor de la electri-
cidad.
2. ¿En qué se diferencia un semiconductor de un conductor?
Incluya esquemas en su explicación.
3. Hábleme sobre los huecos y en qué se diferencian de los
electrones libres. Incluya algunos esquemas.
4. Coménteme la idea básica del dopaje de semiconductores.
Me gustaría que hiciera algunos esquemas para apoyar su
exposición.
5. Demuestre, mediante dibujos y explicaciones, por qué existe
corriente en un diodo polarizado en directa.
6. Dígame por qué existe una corriente muy pequeña en un
diodo polarizado en inversa.
7. Un diodo semiconductor polarizado en inversa entrará en
disrupción bajo determinadas condiciones. Deseo que me
describa en detalle el fenómeno de avalancha, de manera que
yo pueda comprenderlo.
8. Deseo saber por qué un diodo LED emite luz. Hábleme sobre
ello.
9. ¿Hay flujo de huecos en un conductor? ¿Por qué? ¿Qué les
ocurre a los huecos cuando llegan al extremo del semi-
conductor?
10. ¿Qué es la corriente superficial de fugas?
11. ¿Por qué, en un diodo, es importante la recombinación?
12. ¿En qué difiere el silicio extrínseco del silicio intrínseco y por
qué es tan importante esta diferencia?
13. Describa con sus propias palabras lo que ocurre en una unión
pn cuando se crea. Su exposición debe incluir información
sobre la formación de la zona de deplexión.
14. En un diodo de unión pn, ¿cuáles son los portadores que se
mueven? ¿los huecos o los electrones libres?
1. d 2. a 3. b 4. b 5. d 6. c 7. b 8. b 9. c 10. a 11. c 12. c
13. b 14. b 15. a 16. b 17. d 18. d 19. a 20. a 21. d 22. a 23. a 24. a
25. d 26. b 27. b 28. b 29. d 30. c 31. a 32. a 33. b 34. a 35. b 36. c
37. c 38. a 39. b 40. a 41. b 42. b 43. b 44. c 45. a 46. c 47. d 48. a
49. a 50. d 51. c 52. b 53. d 54. b
2.4 Aproximadamente 5 millones de huecos 2.5 VB ⫽ 0,65 V 2.6 IS ⫽ 224 nA 2.7 ISL ⫽ 8 nA

Capítulo
3 Teoría de
diodos
Este capítulo continúa con el estudio de los diodos. Después de
estudiar la curva del diodo, nos centraremos en las aproximaciones
que se pueden aplicar al diodo. Necesitamos dichas aproximaciones
porque el análisis exacto es muy tedioso y lleva bastante tiempo en la
mayoría de las situaciones. Por ejemplo, normalmente, para la
detección de averías la aproximación ideal es la adecuada, y la
segunda aproximación proporciona soluciones rápidas y fáciles en
muchos casos. Yendo un poco más lejos, podemos usar una tercera
aproximación para obtener mayor precisión, o una solución por
computadora para casi todas las respuestas exactas.
54

55
análisis de arriba-abajo
ánodo
cátodo
corriente directa máxima
diodo ideal
dispositivo lineal
dispositivo no lineal
línea de carga
limitación de potencia
resistencia interna
resistencia óhmica
tensión umbral
Vocabulario
3.1 Ideas básicas
3.2 El diodo ideal
3.6 Análisis de circuitos de arriba-
abajo
características
3.8 Cómo calcular la resistencia
interna
3.9 Resistencia en continua de un
diodo
3.11 Diodos de montaje superficial
Objetivos
capaz de:
■ Dibujar el símbolo de un diodo
diferenciando el ánodo del cátodo.
■ Dibujar la curva característica del
diodo, describiendo todas las partes
y puntos más significativos.
■ Describir el diodo ideal.
■ Explicar la segunda aproximación.
■ Explicar la tercera aproximación.
■ Enumerar los cuatro parámetros
característicos de un diodo estudian-
do su hoja de características.
■ Describir cómo probar un diodo
utilizando un multímetro digital
y un voltímetro.

3.1 Ideas básicas
Una resistencia ordinaria es un dispositivo lineal porque la gráfica de su corriente en función de su tensión es una
línea recta. Un diodo es diferente, es undispositivo no lineal porque la gráfica de la corriente en función de la ten-
sión no es una línea recta. La razón es la barrera de potencial: cuando la tensión del diodo es menor que la barrera
de potencial, la corriente del diodo es pequeña; si la tensión del diodo supera esta barrera de potencial, la corriente
del diodo aumenta rápidamente.
Símbolo esquemático y tipos de encapsulado
La Figura 3.1a representa el símbolo esquemático de un diodo. El lado p se llama ánodo y el lado n es el cátodo.
El símbolo del diodo es similar a una flecha que apunta del lado p al lado n, es decir, del ánodo al cátodo. La Fi-
gura 3.1b muestra algunas de las muchas formas de representar un diodo típico, aunque no todas las que existen.
En los diodos el cátodo (K) se identifica mediante una banda de color.
Circuito básico del diodo
En la Figura 3.1b se muestra un circuito con un diodo. En este circuito, el diodo está polarizado en directa. ¿Cómo
lo sabemos? Porque el terminal positivo de la batería está conectado al lado p del diodo a través de una resisten-
cia, y el terminal negativo está conectado al ladon. Con esta conexión, el circuito está tratando de empujar huecos
y electrones libres hacia la unión
En circuitos más complicados puede ser difícil establecer si el diodo está o no polarizado en directa. Para ave-
riguarlo podemos preguntarnos: ¿está el circuito externo tratando de empujar la corriente en la dirección de flujo
con menor resistencia? En caso afirmativo, el diodo está polarizado en directa
¿Cuál es la dirección de flujo con menor resistencia? Si se está usando la dirección de la corriente convencio-
nal, la dirección con menor resistencia es la misma que la que indica la flecha del diodo. Si se prefiere pensar en
el flujo de electrones, la dirección de menor resistencia es en el sentido contrario.
Cuando el diodo forma parte de un circuito complicado también puede utilizarse el teorema de Thevenin para
determinar si está polarizado en directa. Por ejemplo, suponiendo que se ha simplificado un circuito complejo con
el teorema de Thevenin para obtener el circuito de la Figura 3.1
c, sabremos que el diodo está polarizado en directa.
La región directa
La Figura 3.1c muestra un circuito que puede montarse en el laboratorio. Tras conectarlo, es posible medir la ten-
sión y la corriente en el diodo. También se puede invertir la polaridad de la fuente de tensión continua y medir la
corriente y la tensión del diodo polarizado en inversa. Si se representa la corriente a través del diodo en función de
la tensión del diodo, se obtendrá una gráfica parecida a la de la Figura 3.2.
Éste es un resumen visual de las ideas expuestas en el capítulo anterior. Por ejemplo, cuando el diodo está po-
larizado en directa, no hay una corriente significativa hasta que la tensión en el diodo es superior a la barrera de
potencial. Por otro lado, cuando el diodo está polarizado en inversa, casi no hay corriente inversa hasta que la ten-
sión del diodo alcanza la tensión de disrupción. Entonces, el efecto de avalancha produce una corriente inversa
grande que destruye al diodo.
Tensión umbral
En la región directa, la tensión a partir de la cual la corriente empieza a incrementarse rápidamente se denomina
tensión umbral del diodo, que es igual a la barrera de potencial. El análisis de circuitos con diodos se dirige nor-
malmente a determinar si la tensión del diodo es mayor o menor que la tensión umbral. Si es mayor, el diodo con-
duce fácilmente; si es menor , lo hace pobremente. Definimos la tensión umbral de un diodo de silicio de la si-
guiente forma:
VK ⬇
⬇ 0,7 V (3.1)
(Nota: El símbolo ⬇ significa “aproximadamente igual a”.)
Aunque los diodos de germanio raramente se emplean en diseños nuevos, se pueden encontrar todavía en cir-
cuitos especiales o en equipos antiguos. Por esta razón, conviene recordar que la tensión umbral de un diodo ger-
manio es, aproximadamente, de 0,3V
. Esta tensión umbral más pequeña es una ventaja y obliga a considerar el uso
del diodo de germanio en ciertas aplicaciones.
56 Capítulo 3

Figura 3.1 Diodo. (a) Símbolo esquemático. (b) Tipos de encapsulados. (c) Polarización directa.
Figura 3.2 Curva del diodo.
Resistencia interna
Para tensiones mayores que la tensión umbral (o tensión de codo), la corriente del diodo crece rápidamente, lo que
quiere decir que aumentos pequeños en la tensión del diodo originarán grandes incrementos en su corriente. La
causa es la siguiente: después de superada la barrera de potencial, lo único que se opone a la corriente es la resis-
tencia óhmica de las zonas p y n. En otras palabras, si las zonas p y n fueran dos piezas separadas de semicon-
ductor, cada una tendría una resistencia que se podría medir con un óhmetro, igual que una resistencia ordinaria.
La suma de estas resistencias óhmicas se denomina resistencia interna del diodo, y se define como sigue:
RB ⴝ RP ⴙ RN (3.2)
El valor de la resistencia global depende del tamaño de las regiones p y n, y de cómo estén de dopadas. A me-
nudo, la resistencia global es menor que 1 .
Corriente continua máxima con polarización directa
Si la corriente en un diodo es demasiado grande, el calor excesivo destruirá el diodo; por esta razón, la hoja de ca-
racterísticas que proporcionan los fabricantes especifica la corriente máxima que un diodo puede soportar sin pe-
ligro de acortar su vida o degradar sus características de operación.
ID
VD
REGIÓN
DIRECTA
CODO艐 0,7 V
CORRIENTE
INVERSA
REGIÓN
INVERSA
DISRUPCIÓN
ÁNODO
CÁTODO

(a)
p
n
RECTIFICADORES
A K
D0-15/D0-27A/D0-41/
D0-201AD/D0-204AL
T6L
K
A
TO-220A
K
A
D0-5
A K
(b)
S0D57
A K
VS VD
R
–
+
–
+
(c)
Teoría de diodos 57

La corriente máxima en directa es uno de los valores que se especifican en una hoja de características. Esta
corriente puede aparecer como Imáx, IF(máx), IO, etc., dependiendo del fabricante. Por ejemplo, un 1N456 tiene una co-
rriente máxima en directa de 135mA. Este dato significa que puede manejar con seguridad una corriente continua con
polarización directa igual a 135 mA.
Disipación de potencia
Se puede calcular la disipación de potencia de un diodo de la misma forma que se hace para una resistencia. Es
igual al producto de la tensión por la corriente del diodo. Expresándolo matemáticamente:
PD ⴝ VDID (3.3)
La limitación de potencia es la máxima potencia que el diodo puede disipar con seguridad sin acortar su
tiempo de vida o degradar sus características de operación. Su definición es:
Pmáx ⴝ VmáxImáx (3.4)
donde Vmáx es la tensión correspondiente a Imáx. Por ejemplo, si un diodo tiene una tensión y una corriente máxi-
mas de 1 V y 2 A, su potencia máxima es igual a 2 W.
Ejemplo 3.1
¿El diodo de la Figura 3.3a está polarizado en directa o en inversa?
SOLUCIÓN La tensión en R2 es positiva; por tanto, el circuito está tratando de empujar la corriente en la direc-
ción de flujo de menor resistencia. Si esto no está claro, veamos el circuito de Thevenin con el diodo, como se
muestra en la Figura 3.3b. En este circuito podemos apreciar que la fuente de tensión continua está tratando de em-
pujar la corriente en la dirección de flujo de menor resistencia. Por tanto, el diodo está polarizado en directa.
Siempre que tenga dudas, resulta conveniente simplificar el circuito en estudio a un circuito en serie. Después
será más fácil ver si la fuente de tensión está tratando de empujar la corriente en la dirección de menor resistencia
o no.
Figura 3.3
PROBLEMA PRÁCTICO 3.1 ¿Los diodos de la Figura 3.3c están polarizados en directa o en inversa?
(a)
R2
R1 A
B
(b)
A
B
(c)
D1 D2
58 Capítulo 3

3.2 El diodo ideal
La Figura 3.4 muestra una gráfica detallada de la región directa de un diodo, en la que se representa la corriente
del diodo ID en función de la tensión del diodo VD. Observe que la corriente es aproximadamente cero hasta que
la tensión del diodo se aproxima a la barrera potencial. En las proximidades de 0,6 a 0,7 V, la corriente del diodo
aumenta. Cuando la tensión del diodo es mayor de 0,8 V, la corriente del diodo es significativa y la gráfica es casi
lineal.
Dependiendo del dopaje y del tamaño físico del diodo, se obtendrán diodos con diferentes valores de la
corriente directa máxima, la potencia máxima y otras características. Si necesitamos una solución exacta debería-
mos emplear la gráfica del diodo concreto. Aunque los puntos exactos de corriente y de tensión son diferentes de
un diodo a otro, la gráfica de cualquier diodo es similar a la mostrada en la Figura 3.4. Todos los diodos de silicio
tienen una tensión umbral de aproximadamente 0,7 V.
La mayoría de las veces no es necesaria la solución exacta, ésta es la razón por l que se utilizan aproximacio-
nes para el diodo. Comenzaremos con la aproximación más simple, la del diodo ideal. En líneas generales, ¿qué
hace un diodo? Conduce bien en directa y mal en inversa. Teóricamente, un diodo se comporta como un conduc-
tor perfecto (resistencia cero) cuando está polarizado en directa y como un aislante perfecto (resistencia infinita)
cuando está polarizado en inversa.
Figura 3.4 Gráfica de la corriente con polarización directa.
40 mA
30 mA
20 mA
10 mA
0 0,4 V 0,8 V 1,2 V 1,6 V 2,0 V
ID
VD
Ejemplo 3.2
Un diodo tiene una potencia máxima de 5 W. Si la tensión del diodo es de 1,2 V y su corriente es de 1,75 A. ¿Cuál
es la disipación de potencia? ¿Se destruirá el diodo?
SOLUCIÓN
PD (1,2 V)(1,75 A) 2,1 W
Es menor que la potencia máxima, por tanto, el diodo no se destruirá.
PROBLEMA PRÁCTICO 3.2 Continuando con el Ejemplo 3.2, ¿cuál será la disipación de potencia si la
tensión en el diodo es de 1,1 V y la corriente es de 2 A?

Figura 3.5 (a) Curva del diodo ideal. (b) Un diodo ideal se comporta como un interruptor.
La Figura 3.5a muestra la gráfica corriente-tensión de un diodo ideal. Refleja lo que acabamos de decir: resis-
tencia cero cuando está polarizado en directa y resistencia infinita cuando está polarizado en inversa. A decir ver-
dad, es imposible construir un dispositivo con esas características, pero es lo que los fabricantes harían si pudie-
ran.
¿Existe algún dispositivo real que se comporte como un diodo ideal? Sí, un interruptor normal presenta resis-
tencia cero cuando está cerrado, y resistencia infinita cuando está abierto. Por tanto, un diodo ideal actúa como un
interruptor que se cierra con polarización directa y se abre con polarización inversa. En la Figura 3.5 b se resume
esta idea del interruptor.
ID
VD
(a) (b)
IDEAL
POLARIZACIÓN INVERSA
POLARIZACIÓN DIRECTA
60 Capítulo 3
Ejemplo 3.3
Utilice el diodo ideal para calcular la tensión y la corriente en la carga del circuito de la Figura 3.6a.
SOLUCIÓN Puesto que el diodo está polarizado en directa, es equivalente a un interruptor cerrado. Si vemos
el diodo como un interruptor cerrado, podemos ver que toda la tensión de fuente aparece en la resistencia de
carga:
VL 10 V
Aplicando la ley de Ohm, la corriente en la carga es:
IL 10 mA
PROBLEMA PRÁCTICO 3.3 En la Figura 3.6a, hallar la corriente de carga ideal si la tensión de la fuente es
de 5 V.
Ejemplo 3.4
Calcular la tensión y la corriente en la carga del circuito mostrado en la Figura 3.6b utilizando un diodo ideal.
SOLUCIÓN Una forma de resolver este problema es calculando el equivalente de
Thevenin del circuito situado
a la izquierda del diodo. Mirando desde el diodo hacia la fuente, vemos un divisor de tensión formado por las re-
sistencias de 6 k y 3 k. La tensión de Thevenin es 12 V y la resistencia de Thevenin es 2 k. La Figura 3.6c
muestra el circuito de Thevenin que excita al diodo. Si no comprende muy bien este proceso, revise el Ejem-
plo 1.3.
Ahora que tenemos un circuito serie, podemos ver que el diodo está polarizado en directa, por lo que podemos
pensar en él como en un interruptor cerrado. Luego, los cálculos son:
10 V

1 k

Emplear la aproximación ideal es adecuado en la mayoría de las situaciones de detección de averías, pero no siem-
pre estamos detectando averías. En ocasiones, necesitaremos conocer
valores más exactos de la corriente y la tensión en la carga. Es en-
tonces cuando tiene sentido la segunda aproximación.
La Figura 3.7a muestra la gráfica de la corriente en función de
la tensión para la segunda aproximación. El dibujo indica que no
hay corriente hasta que aparecen 0,7V en el diodo, momento en el
que el diodo empieza a conducir . A partir de ese momento, sólo
puede haber 0,7 V en el diodo, independientemente del valor de la
corriente.
La Figura 3.7b muestra el circuito equivalente para la segunda
aproximación de un diodo de silicio. El diodo se comporta como un
interruptor en serie con una barrera de potencial de 0,7V. Si la ten-
sión de Thevenin es, por lo menos, de 0,7 V, el interruptor se ce-
rrará. Cuando conduce, la tensión en el diodo será de 0,7 V para
cualquier corriente directa.
IL
3
12
k
V
4 mA
y
VL (4 mA)(1 k) 4 V
Figura 3.6
No es necesario utilizar el teorema de Thevenin; puede analizar el circuito de la Figura 3.6 b visualizando el
diodo como un interruptor cerrado, de este modo, se obtienen 3 k en paralelo con 1 k, lo que equivale a 750 .
Utilizando la ley de Ohm, se obtiene una caída de tensión de 32V en la resistencia de 6 k. El resto del análisis da
como resultado la misma tensión y la misma corriente en la carga.
PROBLEMA PRÁCTICO 3.4 En el circuito de la Figura 3.6b, cambie los 36V de la fuente por 18V y obtenga
la tensión y la corriente en la carga utilizando un diodo ideal.
(b)
36 V
–
+
6 k IDEAL
3 k 1 k
(c)
12 V
–
+
2 k IDEAL
1 k
10 V
(a)
–
+
IDEAL
RL
1 k
INFORMACIÓN ÚTIL
Cuando se están detectando averías en
un circuito que contiene un diodo de
silicio que se supone que está polarizado
en directa, una medida de la tensión del
diodo mayor que 0,7 V quiere decir que
el diodo ha fallado y que de hecho se
comporta como un circuito abierto.

Figura 3.7 (a) Curva del diodo para la segunda aproximación. (b) Circuito equivalente para la segunda aproximación.
Por otro lado, cuando la tensión Thevenin es menor que 0,7 V, el interruptor se abre. En este caso, no circulará
corriente a través del diodo.
ID
VD
SEGUNDA APROXIMACIÓN
0,7 V
0,7 V
(a) (b)
0,7 V
62 Capítulo 3
Ejemplo 3.5
Utilice la segunda aproximación para calcular la tensión en la carga, la corriente en la carga y la potencia del diodo
en el circuito de la Figura 3.8.
SOLUCIÓN Puesto que el diodo está polarizado en directa, es equivalente
a una batería de 0,7 V. Esto significa que la tensión en la car ga es igual a la
tensión de fuente menos la caída de tensión en el diodo:
VL 10 V 0,7 V 9,3 V
Aplicando la ley de Ohm, obtenemos la corriente en la carga:
IL
9
1
.3
k
V
9,3 mA
La potencia del diodo es:
PD (0,7 V)(9,3 mA) 6,51 mW
PROBLEMA PRÁCTICO 3.5 En el circuito de la Figura 3.8, cambie la tensión de la fuente a 5 V y calcule la
nueva tensión en la carga y la potencia del diodo.
Ejemplo 3.6
Calcule la tensión en la carga, la corriente en la carga y la potencia del diodo en el circuito de la Figura 3.9a utili-
zando la segunda aproximación.
Figura 3.9 (a) Circuito original. (b) Circuito simplificado utilizando el teorema de Thevenin.
(a)
36 V
–
+
6 k
3 k 1 k
(b)
12 V
–
+
1 k
2 k
RL
1 k
–
+
10 V
Figura 3.8

En la tercera aproximación de un diodo se incluye la resistencia internaRB. La Figura 3.10a muestra el efecto que
tiene RB sobre la curva del diodo. Después de que el diodo de silicio comienza a conducir , la tensión aumenta
linealmente con los incrementos de corriente. Cuanto mayor sea la corriente, mayor será la tensión en el diodo,
debido a la caída de tensión en la resistencia interna.
El circuito equivalente para la tercera aproximación es un interruptor en serie con una barrera de potencial de
0,7 V y una resistencia RB (véase la Figura 3.10b). Cuando la tensión aplicada es mayor que 0,7 V, el diodo con-
duce. La tensión total en el diodo es igual a:
VD ⴝ 0,7 V ⴙ IDRB (3.5)
A menudo, la resistencia interna es menor que 1, por lo que podemos ignorarla en los cálculos. Una regla útil
para ignorar la resistencia interna es la siguiente definición:
Ignorar la resistencia interna cuando: RB
0,01RTH (3.6)
Esto quiere decir que se puede ignorar la resistencia interna cuando sea la centésima parte de la resistencia de
Thevenin que ve el diodo. Si se satisface esta condición, el error es menor que el 1 por 100. Los técnicos
raramente emplean la tercera aproximación, porque los diseñadores de circuitos normalmente satisfacen la Ecua-
ción (3.6).
Figura 3.10 (a) Curva del diodo para la tercera aproximación. (b) Circuito equivalente para la tercera aproximación.
ID
VD
TERCERA APROXIMACIÓN
0,7 V
0,7 V
(a) (b)
0,7 V
RB
RB
SOLUCIÓN De nuevo, obtenemos el circuito de Thevenin para el circuito situado a la izquierda del diodo.
Como antes, la tensión deThevenin es 12 V y la resistencia deThevenin es 2 k. La Figura 3.9b muestra el circuito
simplificado.
Puesto que la tensión del diodo es 0,7 V, la corriente en la carga es:
IL
12 V
3

k
0,7 V
3,77 mA
La tensión en la carga es:
VL (3,77 mA)(1 k) 3,77 V
y la potencia del diodo es:
PD (0,7 V)(3,77 mA) 2,64 mW
PROBLEMA PRÁCTICO 3.6 Repita el Ejemplo 3.6 utilizando 18 V como valor para la fuente de tensión.

64 Capítulo 3
Ejemplo 3.7
El 1N4001 de la Figura 3.11a tiene una resistencia interna de 0,23 . ¿Cuál es la tensión y la corriente en la carga
y la potencia del diodo?
Figura 3.11
SOLUCIÓN Sustituyendo el diodo por su tercera aproximación obtenemos el circuito de la Figura 3.1
1b. La re-
sistencia interna es suficientemente pequeña como para ignorarla, porque es menor que 1/100 de la resistencia de
carga. En este caso, podemos usar la segunda aproximación para resolver el problema.Ya hicimos esto en el Ejem-
plo 3.6, donde obtuvimos una tensión en la car
ga, una corriente por la carga y una potencia en el diodo de 9,3V, 9,3
mA y 6,51 mW, respectivamente.
Ejemplo 3.8
Repita el ejemplo anterior para una resistencia de carga de 10 .
SOLUCIÓN La Figura 3.12a muestra el circuito equivalente. La resistencia total es:
Figura 3.12
(b)
(a)
10 V
–
+
–
+
0,7 V
0,23
10
10 V
RL
1 k
(a)
–
+
1N4001
(b)
10 V
–
–
+
+
0,7 V
0,23
1 k

RT 0,23 10 10,23
La tensión total que cae en RT es:
VT 10 V 0,7 V 9,3 V
Por tanto, la corriente en la carga es:
La tensión en la carga es:
VL (0,909 A)(10 ) 9,09 V
Para calcular la potencia en el diodo necesitamos saber la tensión del diodo, que se puede obtener de dos for-
mas. Podemos restar la tensión en la carga de la tensión de fuente:
VD 10 V 9,09 V 0,91 V
o podemos utilizar la Ecuación (3.5):
VD 0,7 V (0,909 A)(0,23 ) 0,909 V
IL = =
9 3
0 909
,
,
V
10,23
A

Tabla-resumen 3.1 Aproximaciones del diodo
Primera o ideal Segunda o práctica Tercera
Se usa en Detección de averías o
análisis rápidos
Análisis de nivel técnico
Análisis de alto nivel o
de nivel de ingeniería
Curva del diodo
ID
VD
ID
VD
0,7 V
VD
ID
0,7 V
Circuito equivalente
0,7 V
0,7 V
0,7 V
0,7 V
RB
RB
Ejemplo de circuito
RL
100
Vout
10 V
Si
–
+
10 V
RL
100
Vout
10 V
Si
–
+
9,3 V
RL
100
RB
10 V
–
+
9,28 V
0,23
Vout
Si

66 Capítulo 3
La ligera diferencia en las dos respuestas se debe al redondeo de los cálculos. La potencia en el diodo es:
PD (0,909 V)(0,909 A) 0,826 W
Dos aclaraciones: en primer lugar, el 1N4001 tiene una corriente máxima directa de 1A y una potencia máxima
de 1 W, por lo que con una resistencia de 10 el diodo está siendo sometido a sus límites. En segundo lugar
, la ten-
sión en la carga calculada con la tercera aproximación es igual a 9,09V, que está bastante de acuerdo con la tensión
en la carga calculada con el programa de simulación de circuitos de 9,08 V (véase la Figura 3.12b).
La Tabla-resumen 3.1 ilustra las diferencias entre las tres aproximaciones del diodo.
PROBLEMA PRÁCTICO 3.8 Repita el Ejemplo 3.8 utilizando 5 V como valor para la tensión de la fuente.
El estado de un diodo se puede comprobar fácilmente con un óhmetro para un rango de valores medio-alto de re-
sistencias. Se mide la resistencia en continua del diodo en cualquier dirección y después se invierten los termina-
les, efectuándose la misma medición. La corriente directa dependerá de la escala en la que se emplee el óhmetro,
lo que significa que se obtendrán distintas lecturas en los diferentes rangos.
Sin embargo, lo que hay que buscar principalmente es una relación alta entre la resistencia en inversa y en di-
recta. Para los diodos de silicio comúnmente empleados en electrónica, esta relación debe ser mayor que 1.000:1.
Es conveniente recordar que se debe emplear un rango de resistencia bastante altas para evitar la posibilidad de
dañar el diodo. Normalmente, los rangos R 100 y R 1K proporcionan medidas con la seguridad adecuada.
La utilización de un óhmetro para comprobar diodos es un ejemplo de pruebas pasa/no-pasa. Realmente no im-
porta el valor exacto de la resistencia en continua del diodo; lo único que se desea saber es si el diodo tiene una re-
sistencia pequeña cuando se polariza en directa y grande cuando se polariza en inversa. Los siguientes ejemplos
son indicativos de problemas en un diodo: resistencia extremadamente pequeña en directa y en inversa (diodo cor-
tocircuitado); resistencia muy elevada en directa o en inversa (diodo en circuito abierto); resistencia algo baja en
inversa (esto es lo que se denomina diodo con fugas).
Cuando se configuran con la función de medida de ohmios o de resistencia, la mayoría de los multímetros di-
gitales (DMM) no disponen de las capacidades requeridas de salida de tensión y corriente para probar adecuada-
mente los diodos de unión pn. No obstante, estos multímetros disponen de un rango especial para probar los dio-
dos. Cuando el medidor se configura en este rango, suministra una corriente constante de aproximadamente 1 mA
a cualquier dispositivo que se conecte a sus terminales. Cuando se polariza en directa, el DMM mostrará la tensión
directa VF de la unión pn, como se puede ver en la Figura 3.13a. Generalmente, esta tensión directa toma valores
entre 0,5 V y 0,7 V en el caso de diodos de silicio normales de uniónpn. Cuando mediante los terminales de prueba
el diodo se polariza en inversa, el medidor proporcionará una indicación de fuera de rango como “OL” o “1” en la
pantalla, como se muestra en la Figura 3.13
b. Un diodo cortocircuitado mostrará una tensión menor que 0,5
V tanto
Figura 3.13 (a) Realización de pruebas con un multímetro digital de un diodo polarizado en directa.
K
A
–
+
(a)

Figura 3.13 (b) Realización de pruebas con un multímetro digital de un diodo polarizado en inversa.
en directa como en inversa. Un diodo en circuito abierto vendrá indicado por una indicación de fuera de rango
tanto en directa como en inversa. Un diodo con fugas mostraría en la pantalla del medidor una tensión menor que
2,0 V en directa y en inversa.
A
K
–
+
(b)
Ejemplo 3.9
La Figura 3.14 muestra el circuito del diodo analizado anteriormente. Supongamos que algo hace que el diodo se
queme. ¿Qué síntomas observaríamos?
SOLUCIÓN Cuando un diodo se quema, se convierte en un
circuito abierto. En este caso, la corriente cae a cero. Por tanto,
si medimos la tensión en la car ga, el voltímetro indicará cero.
Ejemplo 3.10
Imagine que el circuito de la Figura 3.14 no funciona. Si la carga no está cortocircuitada, ¿cuál podría ser el fallo?
SOLUCIÓN Hay muchos fallos posibles. En primer lugar, el diodo podría estar en circuito abierto. En segundo
lugar, la tensión de la fuente podría ser cero. Tercero, algún cable de conexión podría estar en circuito abierto.
¿Cómo se localiza el fallo? Se miden las tensiones para aislar el componente defectuoso. Luego, se desconecta
cualquier componente sospechoso y se prueba su resistencia. Por ejemplo, se puede medir primero la tensión de la
fuente y luego la de la carga. Si hay tensión en la fuente pero no en la car
ga, el diodo puede estar en circuito abierto.
Una prueba con el óhmetro o con un multímetro digital decidirá. Si el diodo pasa esta prueba, se comprueban las
conexiones, ya que no hay ninguna otra cosa que pueda explicar que haya tensión en la fuente, pero no en la car
ga.
Si no hay tensión en la fuente, quiere decir que es defectuosa o que una de las conexiones entre ella y el diodo está
en circuito abierto. Los fallos en las fuentes de alimentación son muy comunes. A menudo, cuando los equipos elec-
trónicos no funcionan, el problema se encuentra en la fuente de alimentación. Por esta razón, la mayoría de los técni-
cos de mantenimiento y reparaciones comienzan midiendo la tensión de la fuente de alimentación.
VS
10 V
1N4001
–
+ RL
1 k
Figura 3.14 Detección de averías en un circuito.

68 Capítulo 3
VL IL PD PL PT
VS aumenta A A A A A
RL aumenta N D D D D
VK aumenta D D A D D
3.6 Análisis de circuitos de arriba-abajo
No hay nada como el análisis de arriba-abajo para ayudarle a comprender los circuitos. La idea es la siguiente:
cualquier circuito tiene variables independientes (como tensiones de alimentación y resistencia en las ramas) y
variables dependientes (como las tensiones que caen en las resistencias, corrientes, potencias, etc.). Cuando una
variable independiente aumenta, cada una de las variables dependientes responderá, normalmente, aumentando o
disminuyendo. Si entiende cómo funciona el circuito, entonces será capaz de predecir si una variable dependiente
va a aumentar o a disminuir.
He aquí cómo funciona para un circuito como el representado en la Figura 3.15. Se aplica una tensión VS de
10 V a un diodo en serie con una resistencia de carga RL de 1 k. En la segunda aproximación de un diodo, exis-
ten tres variables independientes para este circuito: VS, RL y VK. Se incluye la tensión umbral como una variable
independiente porque puede ser ligeramente diferente del valor ideal de 0,7 V. Hay cinco variables dependientes:
VL, IL, PD, PL y PT. Éstas son la tensión en la carga, la corriente por la carga, la potencia del diodo, la potencia de
la carga y la potencia total, respectivamente.
Suponga que la tensión de la fuente VS aumenta ligeramente, digamos un 10 por ciento. ¿Cómo responderá
cada una de las variables dependientes? Cada una de ellas puede aumentar (A), disminuir (D), o no variar (N). He
aquí alguno de los razonamientos que se podrían hacer a medida que se va resolviendo el problema:
En la segunda aproximación, el diodo tiene una caída de tensión de 0,7 V. Si la tensión de la fuente aumenta
ligeramente, la caída de tensión en el diodo sigue siendo 0,7 V, lo que quiere decir que la tensión en la carga tiene
que aumentar. Si la tensión en la carga aumenta, la corriente en la misma también aumenta. Un incremento en
la corriente de carga significa que las potencias del diodo y de la carga deben aumentar. La potencia total es la
suma de la potencia del diodo más la potencia de la carga, por lo que la potencia total también aumenta.
La primera fila de la Tabla 3.1 resume el efecto de un pequeño incremento en la tensión de fuente. Como se
puede ver, cada una de las variables dependientes también aumenta.
¿Qué pasaría si la resistencia de carga de la Figura 3.15 aumentase un poco? Dado que la tensión del diodo es
constante en la segunda aproximación, la tensión en la car ga no presenta ningún cambio, pero la corriente por la
carga disminuirá. A su vez, esto implica una menor potencia en el diodo, menor potencia en la carga y menor po-
tencia total. La segunda fila de la Tabla 3.1 resume este caso.
Por último, considere el efecto de la tensión umbral. Si ésta sufre un pequeño incremento en el circuito de la
Figura 3.15, las variables dependientes, excepto la potencia del diodo, disminuyen, como se indica en la tercera fila
de la Tabla 3.1
Fíjese en la Figura 3.25 (al final del capítulo), ¿cómo puede utilizar esto para hallar las variaciones de las va-
riables dependientes?
La forma de poner en práctica el análisis de arriba-abajo para el circuito consiste en seleccionar una variable
independiente (VS, R1, R2, R3 o VK) y elegir a continuación cualquier variable dependiente ( VA, VB, VC, I1, etc.).
Después habrá que ver qué ocurre si la variable dependiente aumenta, disminuye o no varía.
Por ejemplo, ¿cómo afecta un incremento en la tensión umbral a la corriente enR3? En la Figura 3.25, un divi-
sor fijo de tensión excita el diodo en serie con los 100 k . Por tanto, un ligero incremento en la tensión umbral
hará que la tensión en la resistencia de 100 k disminuya. Además, la ley de Ohm nos dice que I3 también dismi-
nuirá.
Una aclaración final: no use la calculadora para el análisis de arriba-abajo, ya que frustra el propósito de este
tipo de análisis. El análisis de arriba-abajo es similar al análisis de detección de averías porque el énfasis está en la
lógica en vez de en las ecuaciones. El propósito del análisis de arriba-abajo consiste en entrenar la mente para co-
nocer bien el funcionamiento del circuito. Esto se logra forzándose a pensar cómo interactúan las diferentes partes
del circuito.
Figura 3.15 Análisis de arriba-abajo
de un circuito.
VS
10 V
VK
–
+
–
+
RL
1 k

Una hoja de características, u hoja de especificaciones, enumera los parámetros y características de operación más
importantes de los dispositivos semiconductores.También proporciona información esencial como los tipos de en-
capsulado, los pines de salida ( pinout), los procedimientos para la
realización de pruebas y las aplicaciones típicas. Generalmente, los
fabricantes de semiconductores proporcionan esta información en
libros o a través de su sitio web. Esta información también se
puede encontrar en Internet a través de empresas especializadas en
facilitar referencias cruzadas o en la sustitución de componentes.
Buena parte de la información que el fabricante facilita en las
hojas de características es complicada y de utilidad solamente para
los que diseñan circuitos. Por esta razón, sólo vamos a estudiar
aquella información de la hoja de características que describe pa-
rámetros que aparecen en este texto.
Tensión de disrupción inversa
Comenzaremos con la hoja de características de un 1N4001, un diodo rectificador empleado en fuentes de ali-
mentación (es decir, circuitos que convierten una tensión alterna en una tensión continua). La Figura 3.16 muestra
una hoja de características de la serie de diodos 1N4001 a 1N4007: siete diodos que tienen las mismas caracterís-
ticas cuando se polarizan en directa, pero que difieren en sus características para la polarización inversa. Vamos a
centrarnos en el miembro 1N4001de esta familia. La primera entrada bajo el encabezado “Absolute Maximum Ra-
tings” (valores máximos absolutos) es:
La tensión de disrupción (Peak Repetitive Reverse Voltage)de este diodo es 50 V. Esta disrupción se produce por-
que el diodo entra en avalancha cuando de repente una cantidad enorme de portadores aparece en la zona de de-
plexión. En un diodo rectificador como el 1N4001, normalmente, la disrupción es destructiva.
En el 1N4001, una tensión inversa de 50 V representa un nivel destructivo que un diseñador debe evitar bajo
todas las condiciones de operación. Ésta es la razón por la que un diseñador debe incluir un factor de seguridad.
No existe ninguna regla absoluta sobre el valor que debe tomar el factor de seguridad, ya que depende de dema-
siados factores. Un diseño conservador podría emplear un factor de seguridad de 2, que quiere decir que nunca se
permitiría una tensión inversa mayor que 25 V en el 1N4001. Un diseño menos conservador permitiría como
mucho 40 V en el 1N4001.
En otras hojas de características, podrá encontrar la tensión inversa de disrupción designada por PIV, PRV o
BV.
Corriente directa máxima
Otro dato de interés es la corriente media rectificada en polarización directa (
Average Rectified Forward Current),
que aparece así en la hoja de características:
Este parámetro indica que el 1N4001 puede soportar hasta 1 A con polarización directa cuando se emplea como
rectificador. En el capítulo siguiente se profundizará más acerca de la corriente rectificada media en directa. Por el
momento, lo único que necesita saber es que 1 A es el nivel de corriente en directa para el que el diodo se quema
debido a una disipación de potencia excesiva. En la hoja de características, la corriente media puede estar desig-
nada por Io.
Symbol Value
Average Rectified Forward Current
@ TA 75°C
IF(AV) 1 A
Symbol 1N4001
Peak Repetitive Reverse Voltage VRRM 50 V
INFORMACIÓN ÚTIL
Los motores de búsqueda de Internet,
como Google, pueden ayudarle a
localizar rápidamente especificaciones
de semiconductores.

70 Capítulo 3
Figura 3.16 Hoja de características de los diodos 1N4001–1N4007.
(a)

1N4001-1N4007
1.6
1.4
1.2
1
0.8
FORWARD
CURRENT
(A)
AMBIENT TEMPERATURE (C)
FORWARD CURRENT DERATING CURVE
0.6
0.4
0.2
0
20 40 60 80 100 120 140 160 180
0
SINGLE PHASE
HALF WAVE
60HZ
RESISTIVE OR
INDUCTIVE LOAD
.375 9.0 mm LEAD
LENGTHS
20
10
2
4
1
0.4
0.2
FORWARD
CURRENT
(A)
FORWARD VOLTAGE (V)
FORWARD CHARACTERISTICS
0.1
0.04
0.02
0.01
0.8 1 1.2 1.4
0.6
TJ 25ºC
Pulse Width 300s
2% Duty Cycle
FORWARD
SURGE
CURRENT
(A)
pk
NUMBER OF CYCLES AT 60Hz
NON-REPETITIVE SURGE CURRENT
0
1 2 4 6 8 10 20 40 60 100
6
12
18
24
30 1000
100
10
1
REVERSE
CURRENT
(A)
REVERSE CHARACTERISTICS
0.1
0.01
20 40 60 80 100 120 140
0
RATED PEAK REVERSE VOLTAGE (%)
TJ 150ºC
TJ 100ºC
TJ 25ºC
General Purpose Rectifiers
(continued)
©2003 Fairchild Semiconductor Corporation (b) 1N4001-1N4007, Rev. C1
Typical Characteristics
De nuevo, 1 A debe ser para el diseñador el valor máximo absoluto para el 1N4001; es decir , un nivel de co-
rriente en directa al que nunca deberá llegarse. Por ello, debe incluirse un factor de seguridad, posiblemente un fac-
tor de 2. En otras palabras, un diseño fiable debe garantizar que la corriente en directa sea menor que 0,5 A bajo
cualquier condición de funcionamiento. Los estudios de fallos en los dispositivos muestran que el tiempo de vida
de éstos es tanto más corto cuanto más cerca trabajen de los valores máximos permitidos. Por esta razón, algunos
diseñadores emplean factores de seguridad de hasta de 10:1. Un diseño realmente conservador mantendría la co-
rriente máxima en directa de un 1N4001 en 0,1 A o menos.
Caída de tensión en directa
Bajo el encabezado “Electrical Characteristics” (características eléctricas) de la Figura 3.16, la primera entrada
muestra estos datos:

Como se muestra en la Figura 3.16 bajo el encabezado “ Forward Characteristics” (características con polarizai-
cón directa), el 1N4001 típico tiene una caída de tensión en directa ( Forward Voltage Drop) de 0,93 V cuando la
corriente es de 1 A y la temperatura de la unión es de 25°C. Si se probarán miles de diodos 1N4001, se comproba-
ría que unos pocos presentarían una caída de 1,1 V cuando la corriente fuera de 1 A.
Corriente máxima inversa
Otra información de la hoja de características que vale la pena analizar es la siguiente:
Ésta es la corriente inversa (reverse current) a la tensión nominal (50 V para un 1N4001). A 25°C, un 1N4001 tí-
pico tiene una corriente máxima en inversa de 5,0A, pero observe que aumenta a 500Aa 100°C. Recuerde que
esta corriente en inversa incluye la corriente de saturación y la corriente superficial de fugas. A partir de estos
datos, puede ver que la temperatura es un parámetro importante. Un diseño que requiera una corriente inversa
menor de 5,0 Afuncionará bien a 25°C con un diodo típico 1N4001, pero fallará en una fabricación en serie si la
temperatura de la unión alcanza los 100°C.
3.8 Cómo calcular la resistencia interna
Cuando intente analizar con precisión un circuito con diodos, necesitará conocer la resistencia interna del diodo.
Normalmente, las hojas de características de los fabricantes no especifican esta resistencia, pero proporcionan in-
formación suficiente para calcularla. Ésta es la formula para la resistencia interna:
RB ⴝ
V
I
2
2
ⴚ
ⴚ
V
I1
1
(3.7)
donde V1 e I1 son la tensión y la corriente en el codo de la curva o en un determinado punto por encima de la ten-
sión umbral; V2 e I2 son la tensión y la corriente en un determinado punto más alto de la curva del diodo.
Por ejemplo, la hoja de características del 1N4001 especifica una tensión directa de 0,93 V para una corriente
de 1 A. Como se trata de un diodo de silicio, tiene una tensión umbral de aproximadamente 0,7 V y una corrien-
te de aproximadamente cero. Por tanto, los valores que hay que emplear son V2 0,93 V, I2 1 A, V1 0,7 V e
I1 0. Sustituyendo estos valores en la ecuación obtenemos una resistencia interna de:
Recuerde que la curva del diodo es una gráfica de la corriente en función de la tensión. La resistencia interna
es igual a la inversa de la pendiente por encima de la tensión umbral. Cuanto mayor es la pendiente de la curva del
diodo, menor es la resistencia interna. En otras palabras, cuanto más vertical es la curva por encima del umbral,
más pequeño es el valor de la resistencia.
R
V V
I I
B =
−
−
=
−
−
= =
2 1
2 1
0 93 0 7
1 0
0 23
1
0 23
, V , V
A A
, V
A
,
Characteristic and Conditions Symbol
Typical
Value
Maximun
Value
Reverse Current IR 1.1 V
TA 25°C 0.05 A 10 A
TA 100°C 1.0 A 500 A
Characteristic and Conditions Symbol
Maximun
Value
Forward Voltage Drop
(iF) 1.0 A, TA 25°C vF 1.1 V
72 Capítulo 3

3.9 Resistencia en continua de un diodo
El cociente de la tensión total entre la corriente total de un diodo proporciona laresistencia de continua del diodo.
En la región de polarización directa, esta resistencia de continua se simboliza con RF y en la región inversa se de-
signa por RR.
Resistencia en directa
Dado que el diodo es un dispositivo no lineal, su resistencia de continua varía con la corriente. Considere, por
ejemplo, las siguientes parejas de valores de corriente y de tensión en directa para un diodo 1N914: 10 mA para
0,65 V, 30 mA para 0,75 V y 50 mA para 0,85 V. En el primer punto, la resistencia de continua es:
RF 65
En el segundo punto:
RF 25
Y en el tercer punto:
RF 17
Observe que la resistencia de continua disminuye cuando la corriente aumenta. En cualquier caso, la resistencia en
directa es más pequeña que la resistencia en inversa.
Resistencia en inversa
Considere ahora los dos conjuntos de valores de corriente y de tensión en inversa para el 1N914: 25 nApara 20 V;
5 A para 75 V. En el primer punto, la resistencia de continua es:
RR 800 M
En el segundo punto:
RR 15 M
Observe que la resistencia en continua disminuye a medida que nos aproximamos a la tensión de disrupción
(75 V).
Resistencia en continua y resistencia interna
La resistencia en continua de un diodo es diferente de la resistencia interna. La resistencia en continua de un diodo
es igual a la resistencia interna más el efecto de la barrera de potencial. En otras palabras, la resistencia en conti-
nua de un diodo es su resistencia total, mientras que la resistencia interna es la resistencia de sólo las regiones p y
n. Por esta razón, la resistencia en continua de un diodo es siempre más grande que la resistencia interna.
Esta sección se ocupa de la recta de carga, una herramienta empleada para hallar el valor exacto de la corriente y
la tensión del diodo. Las rectas de car ga son especialmente útiles en los transistores, por lo que más adelante se
verán en detalle en la sección dedicada a los transistores.
Ecuación de la recta de carga
¿Cómo se pueden hallar la corriente y la tensión exactas del diodo de la Figura 3.17 a? La corriente a través de la
resistencia es:
75 V

5 A
20 V

25 nA
0,85 mV

50 mA
0,75 V

30 mA
0,65 V

10 mA

ID ⴝ (3.8)
Puesto que se trata de un circuito serie, esta corriente es la misma que la que circula por el diodo.
Un ejemplo
Si la tensión de la fuente es de 2 V y el valor de la resistencia es 100 , como se muestra en la Figura 3.17b, sus-
tiuyendo en la Ecuación (3.8) obtenemos:
ID ⴝ
2
1
ⴚ
00
VD
(3.9)
La Ecuación (3.9) es una relación lineal entre la corriente y la tensión. Si se traza la gráfica de esta ecuación,
se obtiene una línea recta. Por ejemplo, sea VD igual a cero. Luego:
ID
2 V
10

0
0 V
20 mA
Al dibujar este punto (ID 20 mA, VD 0) en la gráfica, vemos que queda sobre el eje vertical de la Figura 3.18.
Este punto se denomina punto de saturación porque representa la corriente máxima con una tensión de 2 V en la
resistencia de 100 .
Ahora veamos cómo obtener otro punto. Sea VD igual a 2 V, con lo que la Ecuación (3.9) proporciona:
ID
2 V
10

0
2 V
0
Si dibujamos este punto (ID 0, VD 2 V) en la gráfica vemos que queda sobre el eje horizontal (Figura 3.18).
Este punto se denomina punto de corte porque representa la corriente mínima.
Eligiendo otras tensiones se pueden calcular y dibujar puntos adicionales. Como la Ecuación (3.9) es lineal,
todos los puntos estarán sobre la línea recta mostrada en la Figura 3.18. Esta línea recta recibe el nombre de recta
de carga.
El punto Q
La Figura 3.18 muestra la recta de carga y la curva de un diodo. El punto de intersección, conocido como puntoQ,
representa una solución simultánea para la recta y la curva. En otras palabras, el punto Q es el único punto de la
VS ⴚ VD

Rs
ID
VD
2 V
1 V
0,75 V
0
10 mA
12,5 mA
20 mA
30 mA
CURVA DEL DIODO
SATURACIÓN
Q (PUNTO DE TRABAJO)
CORTE
Figura 3.18 El punto Q es la intersección de la curva del diodo y la recta de carga.
VD
(a)
(b)
2 V
100
VS
VD
RS
–
+
–
+
–
+
–
+
Figura 3.17 Análisis de la recta de carga.
74 Capítulo 3

gráfica que funciona tanto para el diodo como para el circuito. Las coordenadas del puntoQ nos proporcionan una
corriente de 12,5 mA y una tensión de diodo de 0,75 V.
El punto Q no tiene ninguna relación con el factor de mérito de una bobina. En el caso de los diodos,Q es una
abreviatura de quiescent, que significa “en reposo”. El punto Q o de reposo de los circuitos de semiconductores se
estudiará en los próximos capítulos.
3.11 Diodos de montaje superficial
Los diodos de montaje superficial (SM, Surface Mount) se pueden encontrar en cualquier parte donde haya nece-
sidad de una aplicación con diodos. Los diodos SM son pequeños, eficientes y relativamente fáciles de probar ,
desmontar y reemplazar en una placa de circuito impreso.Aunque existen varios estilos de encapsulado para mon-
taje superficial, dos encapsulados básicos dominan la industria: SM (Surface Mount) y SOT (Small Outline Tran-
sistor).
El encapsulado SM tiene dos terminales doblados en L y una banda coloreada en un extremo del cuerpo para
indicar el terminal correspondiente al cátodo. La Figura 3.19 muestra las dimensiones típicas. La longitud y la an-
chura del encapsulado SM están relacionadas con la corriente nominal del dispositivo. Cuanto mayor es el área de
la superficie mayor es la corriente permitida. Por tanto, un diodo de SM con una corriente nominal de 1A debería
tener un área de 0,459 por 0,292 cm. La versión de 3 A, por otro lado, debería medir 0,660 por 0,599 cm. El gro-
sor suele ser de unos 0,261 cm para todas las corrientes.
Aumentar el área de la superficie de un diodo SM incrementa su capacidad para disipar calor . También, si se
incrementa la anchura de los terminales de montaje aumenta la conductividad térmica a un sumidero virtual de
calor formado por las soldaduras, los puntos de montaje y el propio circuito impreso.
Los encapsulados SOT-23 tienen tres terminales en forma de ala de gaviota (véase la Figura 3.20). Los termi-
nales se numeran en el sentido contrario a las agujas del reloj empezando por arriba, estando el pin 3 aislado en
uno de los lados. Sin embargo, no existen marcas estandarizadas para indicar cuáles son los terminales que se usan
para el ánodo y el cátodo. Para determinar las conexiones internas del diodo se puede ver qué ocurre en las pistas
impresas en la tarjeta del circuito, comprobar el esquemático o consultar la hoja de características del fabricante.
Algunos encapsulados de estilo SOT incluyen dos diodos que tienen una conexión de ánodo o cátodo común en
uno de los terminales.
Los diodos con encapsulado SOT-23 son pequeños, no siendo ninguna de sus diemnsiones mayor de 2,45
mm (0,1 pulgada). Su reducido tamaño hace difícil disipar grandes cantidades de calor, por lo que estos diodos
suelen estar limitados a corrientes menores que 1 A. Su pequeño tamaño hace que sea prácticamente imposible
etiquetarlos con códigos de identificación. Como ocurre con muchos de los dispositivos SM diminutos, el
funcionamiento de los pines se tiene que determinar a partir de las pistas de la tarjeta de circuito impreso y del
esquemático.
Figura 3.19 Encapsulado estilo SM de dos terminales utilizado en diodos de montaje superficial.
LATERAL
SUPERIOR
TERMINALES DE MONTAJE
POSTERIOR
BANDA DE COLOR DEL CÁTODO
0,1 pulgada
ESCALA

Figura 3.20 El SOT-23 es un encapsulado de transistor de tres terminales comúnmente utilizado en diodos de montaje superficial.
0,1 pulgada
ESCALA
POSTERIOR
LATERAL
SUPERIOR
PIN 1
PIN 2
PIN 3
TERMINALES DE MONTAJE
76 Capítulo 3
SEC. 3.1 IDEAS BÁSICAS
Un diodo es un dispositivo no lineal. La
tensión umbral es de unos 0,7 V para un
diodo de silicio, donde la curva para la
región directa gira hacia arriba. La resis-
tencia interna es la resistencia óhmica de
las zonas p y n. Los diodos tienen valores
límite para la corriente máxima en directa
y la disipación de potencia.
SEC. 3.2 EL DIODO IDEAL
Es la primera aproximación de un diodo. El
circuito equivalente es un interruptor
cerrado cuando está polarizado en directa
y un interruptor abierto cuando está pola-
rizado en inversa.
SEC. 3.3 LA SEGUNDA
APROXIMACIÓN
En esta aproximación visualizamos un
diodo de silicio como un interruptor en
serie con una tensión umbral de 0,7 V. Si la
tensión de Thevenin que ve el diodo es ma-
yor que este valor, el interruptor se cierra.
SEC. 3.4 LA TERCERA
APROXIMACIÓN
Rara vez se emplea esta aproximación,
porque normalmente la resistencia interna
es suficientemente pequeña y se puede
ignorar. En esta aproximación, el diodo es
equivalente a un interruptor en serie con
una tensión umbral y una resistencia
interna.
SEC. 3.5 DETECCIÓN DE
AVERÍAS
Cuando se sospecha que un diodo está
averiado, debe retirarse del circuito y utili-
zar un óhmetro para medir su resistencia
en directa y en inversa. Una de ellas debe
ser pequeña y la otra elevada, tienen que
presentar una relación de al menos 1000:1.
Recuerde que debe emplear un rango de
resistencias bastante alto para evitar dañar
el diodo. Un multímetro digital mostrará
una tensión de 0,5–0,7 V cuando el diodo
esté polarizado en directa y una indicación
de fuera de rango cuando esté polarizado
en inversa.
SEC. 3.6 ANÁLISIS DE CIRCUITOS
DE ARRIBA-ABAJO
En este tipo de análisis de circuitos no es
necesario realizar cálculos. Todo lo que se
busca es saber si una variable aumenta,
disminuye o no varía. Cuando se sabe de
antemano cómo debe responder una
variable dependiente ante un incremento
de una variable independiente, será más
fácil tener éxito en la búsqueda de averías,
el análisis y el diseño.
SEC. 3.7 LECTURA DE UNA
HOJA DE
CARACTERÍSTICA
Las hojas de características son útiles para
los diseñadores de circuitos y también
para los técnicos de mantenimiento y
reparaciones a la hora de seleccionar el
dispositivo sustituto que a veces se
requiere. Las hojas de características de
diferentes fabricantes contienen infor-
mación similar, y emplean diferentes
símbolos para indicar distintas condiciones
de operación. Las hojas de características
de los diodos pueden enumerar los
siguientes parámetros: tensión de disrup-
ción (VR, VRRM, VRWM, PIV, PRV, BV),
corriente directa máxima (IF(max), IF(av), I0),
caída de tensión en directa (VF(max), VF) y
corriente inversa máxima (IR(max), IRRM).
SEC. 3.8 CÓMO CALCULAR LA
RESISTENCIA INTERNA
Se necesitan dos puntos de trabajo en la
región directa de la tercera aproximación.
Un punto puede ser 0,7 V con corriente
cero. El segundo punto se toma de la hoja
de características para una corriente direc-
ta grande donde se conocen los valores de
tensión y de corriente.
SEC. 3.9 RESISTENCIA EN
CONTINUA DE UN
DIODO
La resistencia en continua es igual a la
tensión del diodo dividida entre la corriente
en algún punto de trabajo. Esta resistencia
es la que medirá un óhmetro. La resistencia
en continua tiene aplicaciones limitadas, es
pequeña en la región de polarización direc-
ta y grande en la región inversa.
SEC. 3.10 RECTAS DE CARGA
La corriente y la tensión en un circuito de
diodo tendrá que satisfacer tanto la curva
del diodo como la ley de Ohm para la
resistencia de carga. Estos son dos requi-
sitos diferentes que gráficamente se tradu-
cen en la intersección de la curva del diodo
con la recta de carga.
SEC. 3.11 DIODOS DE MONTAJE
SUPERFICIAL
Es habitual encontrar diodos de montaje
superficial en los circuitos electrónicos
modernos. Estos diodos son pequeños,
eficientes y, normalmente, están dispo-
nibles en dos tipos encapsulado: SM
(surface mount) o SOT (small outline tran-
sistor).
Resumen

Definiciones
(3.1) Tensión umbral de un diodo de silicio: (3.4) Disipación de potencia máxima
VK ⬇ 0,7 V Pmáx VmáxImáx
(3.2) Resistencia interna: (3.6) Condición para ignorar la resistencia interna:
RB RP RN
RB 0,01RTH
RB
RTH
CIRCUITO
LINEAL
P N
Pmáx
–
+
0,7 V
Derivaciones
(3.3) Disipación de potencia del diodo: (3.7) Resistencia interna:
PD VDID
RB
(3.5) Tercera aproximación:
VD 0,7 V IDRB
RB
VD
–
+
0,7 V
–
+
V2 V1

I2 I1
V2
V1
I1
I2
PD
Cuestiones
1. Cuando la corriente en función de
la tensión es una línea recta, el
dispositivo se conoce como
a. activo
b. lineal
c. no lineal
d. pasivo
2. ¿Qué clase de dispositivo es una
resistencia?
a. unilateral
b. lineal
c. no lineal
d. bipolar
3. ¿Qué clase de dispositivo es un
diodo?
a. bilateral
b. lineal
c. no lineal
d. unipolar
4. ¿Cómo está polarizado un diodo
que no conduce?
a. En directa
b. Al revés
c. Pobremente
d. En inversa
5. Cuando la corriente por el diodo es
grande, la polarización es
a. directa
b. al revés
c. pobre
d. inversa
6. La tensión umbral de un diodo es
aproximadamente igual a la
a. tensión aplicada
b. barrera de potencial
c. tensión de disrupción
d. tensión directa
7. La corriente inversa es la corriente
de portadores minoritarios más la
a. corriente de avalancha
b. corriente directa
c. corriente superficial de fugas
d. corriente de zener
8. En la segunda aproximación, ¿qué
tensión cae en un diodo de silicio
polarizado en directa?
a. 0
b. 0,3 V
c. 0,7 V
d. 1 V
9. En la segunda aproximación, ¿qué
corriente circula por un diodo de
silicio polarizado en inversa?
a. 0
b. 1 mA
c. 300 mA
10. En la aproximación ideal, ¿cuál es
la tensión en directa de un diodo?
a. 0
b. 0,7 V
c. Mayor que 0,7 V
d. 1 V
11. La resistencia interna de un diodo
1N4001 es
a. 0
b. 0,23
c. 10
d. 1 k
12. Si la resistencia interna es cero, la
curva por encima de la tensión
umbral es
a. horizontal
b. vertical
c. inclinada 45°

78 Capítulo 3
13. El diodo ideal es generalmente
adecuado para
a. detectar averías
b. realizar cálculos precisos
c. una tensión de fuente baja
d. una resistencia de carga pequeña
14. La segunda aproximación funciona
bien para
a. detectar averías
b. una resistencia de carga grande
c. una tensión de fuente alta
15. La única ocasión en la que es nece-
sario utilizar la tercera aproxi-
mación es cuando
a. la resistencia de carga es pequeña
b. la tensión de fuente es alta
c. se detectan averías
16. ¿Cuál es la corriente en la carga del
circuito de la Figura 3.21 si el
diodo es ideal?
a. 0
b. 11,3 mA
c. 12 mA
d. 25 mA
c. 20 V
d. 15 V
20. Si la resistencia del circuito de la
Figura 3.21 no estuviera conectada
a tierra, la tensión medida con un
multímetro digital entre el termi-
nal superior de la resistencia y
tierra se aproximaría a
a. 0 c. 20 V
b. 12 V d. 15 V
21. Semide una tensión en la carga del
circuito de la Figura 3.21 12 V. El
problema puede deberse a
a. un diodo cortocircuitado
b. un diodo en abierto
c. la resistencia de carga en abierto
d. demasiada tensión de
alimentación
22. Utilizando la tercera aproximación
en la Figura 3.21, ¿cómo de
pequeña debe ser RL antes de con-
siderar la resistencia interna del
diodo?
a. 1
b. 10
c. 23
d. 100
circuito de la Figura 3.21 si se
emplea la segunda aproximación?
a. 0
b. 11.3 mA
c. 12 mA
d. 25 mA
circuito de la Figura 3.21 si se
emplea la tercera aproximación?
a. 0
b. 11.3 mA
c. 12 mA
d. 25 mA
19. Si el diodo del circuito de la Figura
3.21 está en circuito abierto, la
tensión en la carga es
a. 0
b. 11,3 V
12 V 1 k
–
+
Figura 3.21
Problemas
SEC. 3.1 IDEAS BÁSICAS
3.1 Un diodo está en serie con una resistencia de 220 . Si la
tensión en la resistencia es de 6 V, ¿cuál será la corriente a
través del diodo?
3.2 Un diodo tiene una tensión de 0,7 V y una corriente de 100
mA. ¿Cuál es la potencia en el diodo?
3.3 Dos diodos están conectados en serie. El primer diodo tiene
una tensión de 0,75 V y el segundo de 0,8 V. Si la corriente
en el primer diodo es de 400 mA, ¿cuál será la corriente a
través del segundo diodo?
SEC. 3.2 EL DIODO IDEAL
3.4 En el circuito de la Figura 3.22a, calcular la corriente de carga, la
tensión en la carga, la potencia del diodo y la potencia total.
3-5 Si se duplica el valor de la resistencia en el circuito de la Figura
3.22a, ¿cuál será la corriente por la carga?
3-6 En el circuito de la Figura 3.22b, calcular la corriente de carga, la
3-7 Si se duplica el valor de la resistencia en el circuito de la Figura
3.22b, ¿cuál será la corriente por la carga?
3-8 Si en la Figura 3.22b se invierte la polaridad del diodo, ¿cuál será
la corriente por el diodo? ¿Y la tensión del diodo?
SEC. 3.3 LA SEGUNDA APROXIMACIÓN
3.9 En el circuito de la Figura 3.22a, calcular la corriente de carga, la
3.10 Si se duplica el valor de la resistencia en el circuito de la Figura
3.22a, ¿cuál será la corriente por la carga?
3.11 En el circuito de la Figura 3.22b, calcular la corriente de carga, la
3.12 Si se duplica el valor de la resistencia en el circuito de la Figura
3.22b, ¿cuál será la corriente por la carga?
3.13 Si en la Figura 3.22b se invierte la polaridad del diodo, ¿cuál será
SEC. 3.4 LA TERCERA APROXIMACIÓN
3.14 En el circuito de la Figura 3.22a, calcular la corriente de carga,
la tensión en la carga, la potencia del diodo y la potencia
total. (RB 0,23 )
3.15 Si se duplica el valor de la resistencia en la Figura 3.22a, ¿cuál
será la corriente por la carga? (RB 0,23 )
3.16 En el circuito de la Figura 3.22b, calcular la corriente de carga,
la tensión en la carga, la potencia del diodo y la potencia
total. (RB 0,23 )
3.17 Si se duplica el valor de la resistencia en la Figura 3.22b, ¿cuál
será la corriente por la carga? (RB 0,23 )

3.18 Si en la Figura 3.22b se invierte la polaridad del diodo, ¿cuál será
3.19 Suponga que la tensión en el diodo de la Figura 3.23a es de 5 V.
¿Está el diodo en circuito abierto o en cortocircuito?
3.20 En el circuito de la Figura 3.23a, R se cortocircuita. ¿Cuál será la
tensión del diodo? ¿Qué le ocurrirá al diodo?
3.21 Se miden 0 V en el diodo del circuito de la Figura 3.23a. A
continuación, se comprueba la tensión de la fuente y se miden
5 V con respecto a tierra. ¿Cuál es el fallo del circuito?
3.22 En la Figura 3.23b se mide un potencial de +3 V en la unión de
R1 y R2 (recuerde que los potenciales se miden siempre respecto
a tierra). A continuación se miden 0 V en la unión del diodo y la
resistencia de 5 k. Enumere algunos de los posibles problemas.
3.23 Con un multímetro digital se obtienen unas lecturas de la
tensión en directa y en inversa de un diodo de 0,7 V y 1,8 V.
¿Está el diodo funcionando correctamente?
1 k
(a) (b)
12 V
20 V
470
–
+
–
+
Figura 3.22
SEC. 3.7 LECTURA DE UNA HOJA DE
CARACTERÍSTICAS
3.24 ¿Qué diodo de la serie 1N4001 elegiría si tuviese que soportar
una tensión inversa de disrupción (peak repetitive reverse volta-
ge) de 300 V?
3.25 La hoja de características muestra una banda en un extremo del
diodo. ¿Cómo se llama esta banda? La flecha del símbolo
eléctrico del diodo ¿entra o sale de esta banda?
3.26 El agua en ebullición tiene una temperatura de 100°C. Si un
1N4001 se cae en un recipiente con agua hirviendo, ¿se des-
truirá o no? Justifique su respuesta.
100 k
+5 V
R
10 k
(a) (b)
R1
R2
R3
5 k
30 k
+12 V
Figura 3.23
3.27 La siguiente tabla proporciona una serie de diodos y sus
especificaciones para el caso peor:
Calcule la resistencia en directa y en inversa para cada uno
de los diodos.
3.28 En la Figura 3.23a, ¿qué valor debería tener R para proporcionar
una corriente por el diodo de aproximadamente 20 mA?
3.29 ¿Qué valor debería tener R2 en el circuito de la Figura 3.23b para
proporcionar una corriente por el diodo de 0,25 mA?
3.30 Un diodo de silicio tiene una corriente en directa de 50 mA para
1 V. Aplique la tercera aproximación para calcular la resistencia
interna.
Diodo IF IR
1N914 10 mA para 1 V 25 nA para 20 V
1N4001 1 A para 1,1 V 10 A para 50 V
1N1185 10 A para 0,95 V 4,6 mA para 100 V
3.31 Dado un diodo de silicio con una corriente inversa de 5 A a
25°C y 100 A a 100°C, calcule la corriente superficial de fugas.
3.32 En el circuito de la Figura 3.23b, se desconecta la alimentación y
el extremo superior de R1 se conecta a tierra. A continuación, se
utiliza un óhmetro para medir las resistencias en directa y en
inversa del diodo. Ambas lecturas resultan ser idénticas. ¿Cuál es
la lectura proporcionada por el óhmetro?
3.33 Algunos sistemas, como las alarmas antirrobos y las compu-
tadoras, emplean baterías de reserva para el caso de que la
fuente de alimentación principal falle. Describa cómo funciona
el circuito de la Figura 3.24.
FUENTE
15–V
CARGA
– +
12 V
Figura 3.24
Análisis de circuitos de arriba-abajo
Utilice el circuito y la tabla facilitadas en la Figura 3.25 para los
restantes problemas. Suponga incrementos de aproximadamente
el 10 por ciento en cada variable independiente y emplee la
segunda aproximación de un diodo.

80 Capítulo 3
Para cada aumento de una variable independiente, determine qué
harán las variables dependientes. ¿Aumentarán (A), disminuirán
(D) o no variarán (N)? Consulte la Sección 3.6, Análisis de circuitos
de arriba-abajo, para recordar el procedimiento.
3.34 Trate de predecir la respuesta de cada una de las variables
dependientes de la fila correspondiente a VS. Compruebe
sus respuestas. A continuación, responda a las siguientes
preguntas de la forma más simple y rápida posible. ¿Qué
efecto tiene sobre las variables dependientes del circuito un
incremento de la tensión de la fuente?
dependientes de la fila correspondiente a R1. Compruebe
sus respuestas. A continuación, resuma las conclusiones en
una o dos frases.
dependientes de la fila correspondiente a R2. Compruebe
sus respuestas. Enumere las variables dependientes que
diminuyen. Explique por qué disminuyen dichas variables
utilizando la ley de Ohm o ideas básicas similares.
dependientes de la fila correspondiente a R3. Enumere las
variables dependientes que no varían. Explique por qué
dichas variables no varían.
dependientes de la fila correspondiente a VK. Enumere las
variables dependientes que diminuyen. Explique por qué
disminuyen dichas variables .
Para responder a las preguntas siguientes, cuando sea posible,
dibuje circuitos, gráficas o cualquier otra cosa que sirva para
ilustrar las respuestas. Si puede combinar palabras e imágenes en
sus explicaciones, es más probable que comprendan lo que quiere
decir. También puede prácticar en privado la entrevista y hablar de
forma pausada y clara, esto le facilitará mucho las cosas cuando la
entrevista real tenga lugar.
1. ¿Ha oido hablar del diodo ideal? En caso afirmativo, dígame
qué es y cuándo debe utilizarse.
2. Una de las aproximaciones para un diodo es la segunda
aproximación. Dígame cuál es el circuito equivalente y cuándo
conduce un diodo de silicio.
3. Dibuje la curva del diodo y explíqueme en detalle las
diferentes regiones de operación.
4. Un circuito que tengo en mi banco de trabajo del laboratorio
destruye un diodo cada vez que lo reemplazo. Si dispongo de
una hoja de características del diodo, dígame algunos de los
parámetros que debería comprobar.
5. En términos básicos, describa cómo funciona un diodo
dependiendo de si está polarizado en directa o en inversa.
6. ¿Cuál es la diferencia entre la tensión umbral típica de un
diodo de germanio y un diodo de silicio?
7. ¿Cuál sería una buena técnica que un técnico podría emplear
para determinar la corriente a través de un diodo sin destruir
el circuito?
8. Si sospecha que hay un diodo defectuoso en una tarjeta de
circuito impreso, ¿qué pasos daría para determinar que
realmente es defectuoso?
9. Para que un diodo resulte útil, ¿cuánto más grande tiene que
ser la resistencia cuando está polarizado en inversa que la
resistencia con polarización directa?
10. ¿Cómo debería conectarse un diodo para evitar que una
segunda batería se descargue en un vehículo de recreo y que
todavía puede cargarse a partir de un alternador?
11. ¿Qué instrumentos puede utilizar para probar un diodo fuera
y dentro de un circuito?
12. Describa en detalle el funcionamiento de un diodo. Incluya en
su explicación los conceptos de portadores mayoritarios y
minoritarios.
R2
2
B
A
C
R3
100 k
R1
10
VS(12 V)
+
Figura 3.25 Análisis de circuitos de arriba-abajo.
Variables
independientes
V A R I A B L E S D E P E N D I E N T E S
VA VB VC I1 I2 I3 P1 P2 P3
VS
R1
R2
R3
VK

Respuestas al auto-test
1. b 9. a 17. b
2. b 10. a 18. b
3. c 11. b 19. a
4. d 12. b 20. b
5. a 13. a 21. a
6. b 14. d 22. c
7. c 15. a
8. c 16. c
3.1 D1 está polarizado en inversa;
D2 está polarizado en directa.
3.2 PD = 2,2 W
3.3 IL = 5 mA
3.4 VL = 2 V;
IL = 2 mA
3.5 VL = 4,3 V;
IL = 4,3 mA;
PD = 3,01 mW
3.6 IL = 1,77 mA;
VL = 1,77 V;
PD = 1,24 mW
3.8 RT = 10,23 ;
IL = 420 mA;
VL = 4,2 V;
PD = 335 mW

Capítulo
4
La mayoría de los dispositivos electrónicos como las televisiones de
alta definición, los reproductores de DVD/CD y las computadoras
necesitan una tensión continua para funcionar correctamente. Como
la red eléctrica proporciona tensión alterna, lo primero que tenemos
que hacer es convertir la tensión alterna de la red en tensión continua.
La parte del dispositivo electrónico que genera esta tensión continua
se denomina fuente de alimentación. Dentro de las fuentes de
alimentación hay circuitos que permiten que la corriente fluya sólo en
una dirección. Estos circuitos son los rectificadores. Este capítulo se
ocupa de los circuitos rectificadores, filtros, recortadores, cambiadores
de nivel y multiplicadores de tensión.
82

83
cambiador de nivel
CI refgulador de tensión
circuito integrado
condensador polarizado
corriente de carga unidireccional
corriente inicial
detector de pico
filtro
filtro con condensador de
entrada
filtro de choque
filtro pasivo
multiplicador de tensión
recortador
rectificador de media onda
rectificador de onda completa
rectificador en puente
rectificadores
resistencia inicial
rizado
tensión inversa de pico
regulador conmutado
valor de continua de una señal
Vocabulario
4.4 El rectficador en puente
4.6 Filtro con condensador a la
entrada
corriente inicial
Objetivos
capaz de:
rectificador de media onda y explicar
su funcionamiento.
■ Describir el papel del transformador
de entrada en las fuentes de
alimentación.
rectificador de onda completa y
explicar su funcionamiento.
■ Dibujar el esquema de un
rectificador en puente y explicar
cómo funciona.
■ Analizar el filtro con condensador a
la entrada y su corriente inicial.
■ Enumerar las tres principales carac-
terísticas que se pueden encontrar
en la hoja de características de un
diodo rectificador.
■ Explicar cómo funcionan los recor-
tadores y dibujar sus formas de
onda.
■ Explicar cómo funcionan los
cambiadores de nivel y dibujar sus
formas de onda.
■ Describir el modo en el que operan los
multiplicadores de tensión.

La Figura 4.1a muestra un circuito rectificador de media onda. La fuente de alterna produce una tensión sinu-
soidal. Suponiendo un diodo ideal, el semiciclo positivo de la tensión de fuente polarizará el diodo en directa. Dado
que el interruptor está cerrado, como se muestra en la Figura 4.1b, el semiciclo positivo de la tensión de la fuente
aparecerá en la resistencia de carga. En el semiciclo negativo, el diodo está polarizado en inversa. En este caso, el
diodo ideal se comportará como un interruptor abierto, como se ve en la Figura 4.1 c, y no caerá tensión en la re-
sistencia de carga
Formas de onda ideales
La Figura 4.2a muestra una representación gráfica de la forma de onda de la tensión de entrada. Es una onda sinu-
soidal pura con un valor instantáneovin y un valor de picoVp(in). Una onda sinusoidal pura como ésta tiene un valor
medio de cero en un ciclo, porque cada tensión instantánea tiene una tensión igual y opuesta medio ciclo después.
Si se mide esta tensión con un voltímetro de continua, se leerá 0 porque un voltímetro de continua indica el valor
medio.
En el rectificador de media onda de la Figura 4.2 b, el diodo conduce durante los semiciclos positivos pero no
durante los semiciclos negativos. A causa de esto, el circuito recorta los semiciclos negativos, como se muestra en
la Figura 4.2c. Una forma de onda como ésta se denomina señal de media onda. Esta tensión de media onda pro-
duce una corriente de carga unidireccional. Esto significa que sólo circula en una dirección. Si se invirtiera el
diodo, los pulsos de salida serían negativos.
Una señal de media onda como la mostrada en la Figura 4.2c es una tensión continua pulsante que crece hasta
un máximo, decrece hasta cero y permanece en 0 durante el semiciclo negativo. Éste no es el tipo de tensión con-
tinua que se necesita para los equipos electrónicos. Lo que se necesita es una tensión constante, la misma que se
obtiene de una batería. Para obtener este tipo de tensión, necesitamos filtrar
la señal de media onda (lo que se explica más adelante en este capítulo).
Cuando se detectan averías, se puede usar el diodo ideal para analizar el
rectificador de media onda. Es útil recordar que la tensión de salida de pico
es igual a la tensión de entrada de pico:
Media onda ideal: Vp(out) ⴝ Vp(in) (4.1)
Valor de continua de la señal de media onda
El valor de continua de una señal es el mismo que el valor medio. Si mide
una señal con un voltímetro de continua, la lectura será igual al valor medio.
En cursos básicos habrá estudiado cómo obtener el valor de continua de una
señal de media onda por derivación. La fórmula es:
Media onda: Vdc ⴝ
V
␲
p
(4.2)
La demostración de esta derivación requiere algunos cálculos porque hay
que obtener el valor medio en un ciclo.
Dado que 1/ ⬇ 0,318, podemos escribir la Ecuación (4.2) como:
Vdc ⬇ 0,318Vp
Figura 4.1 (a) Rectificador de media onda ideal. (b) Semiciclo positivo. (c) Semiciclo negativo.
(a) (b)
CERRADO
–
+
–
+
IDEAL
(c)
0 V
ABIERTO
+
–
84 Capítulo 4
INFORMACIÓN ÚTIL
El valor rms o eficaz de una señal de
media onda se puede determinar
mediante la siguiente fórmula:
Vrms 1,57Vmedio
donde Vmedio Vdc 0,318Vp. Otra
fórmula que también se puede usar es:
En cualquier forma de onda, el valor rms
se corresponde con el valor de continua
equivalente que producirá el mismo
efecto térmico.
V
Vp
rms =
2

Figura 4.2 (a) Entrada al rectificador de media onda. (b) Circuito. (c) Salida del rectificador de media onda.
Cuando la ecuación se escribe de esta manera, se puede ver que el valor de continua o medio es igual al 31,8 por
ciento del valor de pico. Por ejemplo, si la tensión de pico de la señal de media onda es 100 V, la tensión continua
o media es 31,8 V.
Frecuencia de salida
La frecuencia de salida es la misma que la frecuencia de entrada. Esto tiene sentido cuando se compara la Figura
4.2c con la Figura 4.2a. Cada ciclo de la tensión de entrada produce un ciclo de la tensión de salida. Por tanto, po-
demos escribir:
Media onda: fout ⴝ fin (4.3)
Utilizaremos esta relación más adelante con los filtros.
No obtenemos una tensión de media onda perfecta en la resistencia de car ga. Debido a la barrera de potencial, el
diodo no conduce hasta que la tensión de la fuente alterna alcanza aproximadamente 0,7 V. Cuando la tensión de
pico de la fuente es mucho mayor que 0,7V, la tensión en la car
ga será similar a una señal de media onda. Por ejem-
plo, si la tensión de pico de la fuente es de 100 V, la tensión en la carga será muy próxima a una tensión de media
onda perfecta. Si la tensión de pico de la fuente es sólo de 5 V, la tensión en la carga tendrá un pico de sólo 4,3 V.
Cuando se necesita obtener una mejor respuesta, se puede usar esta derivación:
Segunda aproximación de la señal de media onda: Vp(out) ⴝ Vp(in) ⴚ 0,7 V (4.4)
Aproximaciones de orden superior
La mayoría de los diseñadores se aseguran de que la resistencia interna sea mucho menor que la resistencia de
The-
venin que ve el diodo. Por esta razón, podemos ignorar la resistencia interna en la mayoría de los casos. Si se ne-
cesita una mayor precisión que la que se puede obtener con la segunda aproximación, se debería usar una compu-
tadora y un programa de simulación de circuitos.
(b)
(c)
IDEAL
vin
t
t
VP(out)
vout
vout
(a)
VP(in)
vin

Ejemplo 4.1
La Figura 4.3 muestra un rectificador de media onda que se puede construir en el banco de pruebas del laboratorio
o en una computadora con un programa de simulación de circuitos. Se conecta un osciloscopio en paralelo con la
resistencia de 1 k y veremos la tensión de media onda en la carga. También se conecta un multímetro en paralelo
con 1 k para leer la tensión continua en la carga. Calcular los valores teóricos de la tensión de pico y continua en
la carga. A continuación, compare estos valores con las lecturas obtenidas en el osciloscopio y el multímetro.
SOLUCIÓN En la Figura 4.3 se muestra una fuente de alterna de 10V y 60 Hz. Los esquemáticos normalmente
muestran las fuentes de alterna como valores eficaces o rms. Recordemos que elvalor eficaz es el valor de una ten-
sión continua que produce el mismo efecto térmico que una tensión alterna.
Figura 4.3 Ejemplo de laboratorio del rectificador de media onda.
86 Capítulo 4

En Estados Unidos, las compañías eléctricas proporcionan una tensión de red nominal de 120 V rms a una fre-
cuencia de 60 Hz (en España, la tensión nominal es de 220 V a 50 Hz). La tensión real de un enchufe eléctrico
fluctúa entre los 105 y los 125 V rms, dependiendo de la hora, la localidad y de otros factores. En cualquier caso,
la tensión de línea de la red eléctrica es demasiado elevada para la mayor parte de los dispositivos empleados en
circuitos electrónicos. Por esta causa, generalmente se emplea un transformador en casi todos los equipos electró-
nicos. El transformador reduce la tensión a niveles inferiores, más adecuados para su uso en diodos y transistores,
y otros dispositivos semiconductores.
Idea básica
En cursos anteriores se habrán estudiado en detalle los transformadores, por lo que aquí sólo haremos un breve re-
paso. En la Figura 4.4 se muestra un transformador
. Podemos ver la tensión de la red eléctrica aplicada al devanado
primario del transformador. Normalmente, el enchufe tiene un tercera conexión para poner a tierra el equipo. A
causa de la relación de espiras N1/N2, la tensión del secundario se ve reducida cuando N1 es mayor que N2.
Puntos indicadores de fase
Recuerde el significado de los puntos indicadores de fase que se ponen en los extremos superiores de los devana-
dos. Los extremos con punto tienen la misma fase instantánea. En otras palabras, cuando un semiciclo positivo
aparece en el primario, un semiciclo positivo aparece en el secundario. Si el secundario estuviera en el extremo de
tierra, la tensión del secundario estaría desfasada 180° respecto a la tensión del primario.
En el semiciclo positivo de la tensión del primario, la señal en el devanado secundario es una semionda sinu-
soidal positiva y el diodo está polarizado en directa. En el semiciclo negativo de la tensión del primario, la señal
Como la tensión de la fuente es 10 V rms, lo primero que hay que hacer es calcular el valor del pico de la
fuente de alterna. Ya sabemos por cursos anteriores que el valor rms de una onda sinusoidal es igual a:
Vrms 0,707Vp
Por tanto, la tensión de pico de la fuente en la Figura 4.3:
Vp 14,1 V
Con un diodo ideal, la tensión de pico en la carga es:
Vp(out) Vp(in) 14,1 V
La tensión continua (dc) en la carga es:
Vdc 4,49 V
Con la segunda aproximación, obtenemos una tensión de pico en la carga de:
Vp(out) Vp(in) 0,7 V 14,1 V 0,7 V 13,4 V
y una tensión continua en la carga de:
Vdc 4,27 V
La Figura 4.3 muestra los valores que un osciloscopio y un multímetro leerán. El canal 1 del osciloscopio se co-
loca en cinco voltios por división (5V/Div.). La señal de media onda tiene un valor de pico entre 13 y 14 V, lo que
está de acuerdo con el resultado obtenido con la segunda aproximación. El multímetro también da un resultado de
acuerdo con los valores teóricos, porque lee aproximadamente 4,22 V.
PROBLEMA PRÁCTICO 4.1 En la Figura 4.3 cambie la fuente de tensión alterna a 15
V.Aplicando la segunda
aproximación, calcule la tensión continua en la carga Vdc.
13,4 V

Vp

14,1 V

Vp

10 V

0,707
Vrms

0,707

Figura 4.4 Rectificador de media onda con transformador.
en el devanado secundario es un semionda negativa y el diodo está polarizado en inversa. Suponiendo un diodo
ideal, obtendremos en la carga una tensión de media onda.
Relación de espiras
Recuerde de cursos anteriores la siguiente derivación:
V2 ⴝ (4.5)
Esta relación quiere decir que la tensión en el secundario es igual a la tensión del primario dividida entre la rela-
ción de espiras. Algunas veces verá esta forma equivalente:
V2 V1
Lo que indica que la tensión en el secundario es igual a la inversa de la relación de espiras multiplicado por la ten-
sión en el primario.
Se puede usar cualquiera de las dos fórmulas para valores rms, de pico y tensiones instantáneas. La mayoría de
las veces, usaremos la Ecuación (4.5) con valores rms, porque las fuentes de tensión alterna se especifican casi
siempre como valores rms.
Los términos elevar y reducir también se emplean al hablar de transformadores. Estos términos siempre rela-
cionan la tensión del secundario con la tensión del primario. Esto significa que un transformador elevador pro-
ducirá una tensión en el secundario que es mayor que la del primario, y un transformador reductor producirá una
tensión en el secundario que es menor que la del primario.
N2

N1
V1

N1/N2
120 V
60 Hz
RL
N1:N2
Ejemplo 4.2
¿Cuáles son la tensión de pico y la tensión continua en la carga del circuito de la Figura 4.5?
Figura 4.5
SOLUCIÓN El transformador tiene una relación de espiras
de 5:1. Esto significa que la tensión rms del secundario es un
quinto de la tensión en el primario:
V2 24 V
y la tensión de pico en el secundario es:
Vp 34 V
Con un diodo ideal, la tensión de pico en la carga es:
Vp(out) 34 V
24 V

0,707
120 V

5
120 V
60 Hz
5:1
V1 V2
RL
1 k
88 Capítulo 4

La Figura 4.6a muestra un rectificador de onda completa. Observe que la conexión intermedia del devanado del
secundario está conectada a masa. El circuito de onda completa es equivalente a dos rectificadores de media onda.
Debido a la conexión central, cada unos de estos rectificadores tiene una tensión de entrada igual a la mitad de la
tensión del secundario. El diodo D1 conduce durante el semiciclo positivo y el diodo D2 conduce durante el semi-
ciclo negativo. Como resultado, la corriente de car
ga rectificada fluye durante ambos semiciclos. El rectificador de
onda completa se comporta como dos rectificadores de media onda en oposición.
La Figura 4.6b muestra el circuito equivalente para el semiciclo positivo. Como se puede ver , D1 está polari-
zado en directa, lo que produce una tensión positiva en la carga, como se indica mediante la polaridad más-menos
en la resistencia de carga. La Figura 4.6c muestra el circuito equivalente para el semiciclo negativo. Esta vez, D2
está polarizado en directa. Como se puede comprobar, esto también produce una tensión de carga positiva.
Durante ambos semiciclos, la tensión en la carga tiene la misma polaridad y la corriente por la carga circula en
la misma dirección. El circuito se denomina rectificador de onda completa, porque ha transformado la tensión al-
terna de entrada en una tensión de salida pulsante continua como la mostrada en la Figura 4.6
d. Esta forma de onda
tiene algunas propiedades interesantes que se exponen a continuación.
Valor medio o de continua
Dado que la señal de onda completa tiene el doble de ciclos positivos
que la señal de media onda, el valor de continua o valor medio es el
doble como mucho y viene dado por:
Onda completa: Vdc ⴝ (4.6)
Puesto que 2/ 0,636, podemos escribir la Ecuación (4.6) como:
Vdc ⬇ 0,636Vp
De esta forma, podemos ver que el valor de continua o valor medio es
igual al 63,6 por 100 del valor de pico. Por ejemplo, si la tensión de
pico de la señal de onda completa es 100V, el valor de continua o val-
or medio es igual a 63,6 V.
Frecuencia de salida
Con un rectificador de media onda, la frecuencia de salida es igual a la de entrada. Pero con un rectificador de onda
completa, algo inusual le sucede a la frecuencia de salida. La tensión alterna de la red eléctrica tiene una frecuencia de
60 Hz (50Hz). Por tanto, el período de entrada es igual a:
2Vp

␲
La tensión continua en la carga es:
Vdc 10,8 V
Con la segunda aproximación, la tensión de pico en la carga es:
Vp(out) 34 V 0,7 V 33,3 V
y la tensión continua en la carga es:
Vdc 10,6 V
PROBLEMA PRÁCTICO 4.2 En el circuito de la Figura 4.5 cambie la relación de espiras del transformador
a 2:1 y calcule la tensión continua en la carga en el caso ideal.
33,3 V

Vp

34 V

Vp

INFORMACIÓN ÚTIL
El valor rms de una señal de onda
completa es Vrms 0,707Vp, que es el
mismo que el valor Vrms de una onda
sinusoidal completa.

Figura 4.6 (a) Rectificador de onda completa. (b) Circuito equivalente para el semiciclo positivo. (c) Circuito equivalente para el semiciclo
negativo. (d) Salida de onda completa.
Tin 16,7 ms
A causa de la rectificación de onda completa, el período de la señal de onda completa es la mitad que el pe-
ríodo de entrada:
Tout 0,5 (16,7 ms) 8,33 ms
Si tiene alguna duda, compare la Figura 4.6d con la Figura 4.6c. Cuando calculamos la frecuencia de salida obte-
nemos:
fout 120 Hz
La frecuencia de la señal de onda completa es el doble de la frecuencia de entrada. Esto es lógico: una señal de
salida de onda completa tiene el doble de ciclos que una entrada sinusoidal. El rectificador de onda completa in-
vierte cada semiciclo negativo, así se obtienen el doble de semiciclos positivos. El efecto de esto es que la fre-
cuencia se duplica. Como una derivación, tenemos que:
Onda completa: fout ⴝ 2fin (4.7)
Dado que el rectificador de onda completa se comporta como dos rectificadores de media onda en oposición, pode-
mos usar la segunda aproximación dada anteriormente. La idea consiste en restar 0,7V de la tensión de salida de pico
ideal. El siguiente ejemplo ilustra esta idea.
1

8,33 ms
1

Tout
1

60 Hz
1

f
RL
D1
D2
N1:N2
(a)
(b)
D1
N1:N2
+
+
RL
+
–
–
–
t
(d)
VP(out)
vout
IDEAL
D2
(c)
RL
N1:N2
+
+
–
+
–
–
90 Capítulo 4

Ejemplo 4.3
La Figura 4.7 muestra un rectificador de onda completa que se puede construir en un banco de pruebas del labora-
torio o en una computadora con un programa de simulación de circuitos. El canal 1 del osciloscopio muestra la ten-
sión del primario (onda sinusoidal) y el canal 2 muestra la tensión en la car
ga (señal de onda completa). Calcule las
tensiones de pico de entrada y de salida. A continuación, compare los valores teóricos con los valores medidos.
SOLUCIÓN
La tensión de pico en el primario es:
Vp(1) 170 V
Puesto que se trata de un transformador reductor de relación 10:1, la tensión de pico en el secundario es:
Vp(2) 17 V
El rectificador de onda completa actúa como dos rectificadores de media onda en oposición. A causa de la
conexión central, la tensión de entrada en cada rectificador de media onda es sólo la mitad de la tensión del se-
cundario:
Figura 4.7 Ejemplo de laboratorio del rectificador de onda completa.
170 V

10
Vp(1)

N1/N2
120 V

0,707
Vrms

0,707

4.4 El rectificador en puente
La Figura 4.8a muestra un rectificador en puente. El rectificador en puente es similar a un rectificador de onda
completa porque genera una tensión de salida de onda completa. Los diodos D1 y D2 conducen en el semiciclo po-
sitivo y los diodos D3 y D4 conducen en el semiciclo negativo. Como resultado, la corriente por la car
ga rectificada
circula durante ambos semiciclos.
La Figura 4.8b muestra el circuito equivalente para el semiciclo positivo. Como puede ver , D1 y D2 están
polarizados en directa, lo que produce una tensión positiva en la carga, como se indica mediante la polaridad más-
menos en la resistencia de car ga. Para recordar esta idea, imagine D2 cortocircuitado. De este modo, el circuito
que nos queda es un rectificador de media onda, con el que ya estamos familiarizados.
La Figura 4.8c presenta el circuito equivalente para el semiciclo negativo. Esta vez, D3 y D4 están polarizados
en directa, lo que también produce una tensión positiva en la car
ga. Si imagina ahoraD3 cortocircuitado, el circuito
será similar a un rectificador de media onda. Por tanto, el rectificador en puente actúa como dos rectificadores de
media onda en oposición.
Durante ambos semiciclos, la tensión en la carga tiene la misma polaridad y la corriente de carga circula en la
misma dirección. El circuito ha transformado la tensión de entrada alterna en una señal de salida continua pulsante,
como se muestra en la Figura 4.8d. Observe la ventaja de este tipo de rectificación de onda completa sobre la ver-
sión con conexión central estudiada en la sección anterior: puede emplearse toda la tensión del secundario.
La Figura 4.8e muestra encapsulados de rectificadores en puente que contienen cuatro diodos.
Vp(in) 0,5(17 V) 8,5 V
Idealmente, la tensión de salida es:
Vp(out) 8,5 V
Utilizando la segunda aproximación:
Vp(out) 8,5 V 0,7 V 7,8 V
Ahora, comparemos los valores teóricos con los valores medidos. La sensibilidad del canal 1 es 100 V/Div.
Como la señal de entrada sinusoidal ocupa unas 1,7 divisiones, su valor de pico es aproximadamente 170 V. El
canal 2 tiene una sensibilidad de 5V/Div. Como la señal de salida de onda completa ocupa unas 1,4 divisiones, su
valor de pico es aproximadamente de 7 V. Ambas lecturas de entrada y salida concuerdan razonablemente con los
valores teóricos.
Una vez más observe que la segunda aproximación mejora la respuesta sólo ligeramente. Si estuviera detec-
tando averías, esta mejora no le aportaría mucho. Si algo no funciona en el circuito, lo más probable es que la sa-
lida de onda completa difiera drásticamente del valor ideal de 8,5 V.
PROBLEMA PRÁCTICO 4.3 En el circuito de la Figura 4.7, cambie la relación de espiras del transformador
a 5:1 y, aplicando la segunda aproximación, calcule las tensiones Vp (in) y Vp (out).
Ejemplo 4.4
Si uno de los diodos del circuito de la Figura 4.7 estuviera en circuito abierto, ¿qué sucedería con las diferentes ten-
siones?
SOLUCIÓN Si uno de los diodos estuviera en abierto, el circuito se convierte en un rectificador de media onda.
En este caso, la mitad de la tensión en el secundario es todavía 8,5 V, pero la tensión en la carga será una señal de
media onda en vez de una señal de onda completa. Esta tensión de media onda todavía tendrá un valor de pico de
8,5 V (idealmente) o de 7,8 V (segunda aproximación).
92 Capítulo 4

INFORMACIÓN ÚTIL
Cuando se emplea un rectificador en
puente, en oposición a un rectificador de
onda completa de dos diodos, puede
obtenerse la misma tensión continua de
salida con un transformador que tenga
una relación de espiras N1/N2 muy alta.
Esto quiere decir que con un rectifica-
dor en puente serán necesarias menos
espiras en el transformador. Por tanto,
el transformador utilizado con un recti-
ficador en puente frente a un rectifica-
dor de onda completa de dos diodos será
más pequeño y ligero, además de más
barato. Esta ventaja sólo tiene impor-
tancia porque se usan cuatro diodos en
lugar de los dos de un rectificador de
onda completa convencional.
RL
V1
N1:N2
(a)
(b)
(c) (d)
VP
vout
t
V2
D2 D4
D3 D1
RL
N1:N2
D4
D3
RL
N1:N2
D2
D1
–
+ +
–
+
– –
+
–
+
–
+
Figura 4.8 (a) Rectificador en puente. (b) Circuito equivalente para el semiciclo positivo. (c) Circuito equivalente para el semiciclo negativo
(d) Salida de onda completa. (e) Encapsulados de rectificadores en puente.
KBPM
SOIC-4
GBU
GBPC
WOB
GBPC-W
(e)

94 Capítulo 4
Valor medio y frecuencia de salida
Dado que un rectificador en puente produce una salida de onda completa, las ecuaciones para el valor medio y la
frecuencia de salida son las mismas que para el rectificador de onda completa:
Vdc
y
fout 2fin
El valor medio es el 63,3 por cien del valor del pico y la frecuencia de salida es 120 Hz, para una frecuencia de red
de 60 Hz.
Una ventaja de un rectificador en puente es que toda la tensión del secundario se usa como entrada al rectifi-
cador. Dado el mismo transformador, obtenemos el doble de la tensión de pico y el doble de la tensión continua
con un rectificador en puente que con un rectificador de onda completa. Duplicar la tensión de salida continua
compensa el uso de dos diodos extra. Por regla general, verá el rectificador puente en muchas más aplicaciones
que el rectificador de onda completa.
El rectificador de onda completa se usó durante muchos años antes de que apareciera el rectificador en puente.
Por esta razón, ha mantenido el nombre de rectificador de onda completa incluso aunque el rectificador en puente
tiene una salida de onda completa. Para distinguir el rectificador de onda completa del rectificador en puente, en
algunos textos el rectificador de onda completa se denomina rectificador de onda completa convencional, rectifi-
cador de onda completa de dos diodos o rectificador de onda completa con conexión central.
Segunda aproximación y otras pérdidas
Dado que el rectificador en puente tiene dos diodos en el camino de conducción, la tensión de pico viene dada por:
2ª aproximación, en puente: Vp(out) ⴝ Vp(in) ⴚ 1,4 V (4.8)
Como puede observar, hemos restado dos caídas de tensión de diodo del valor de pico para obtener un valor de ten-
sión de pico en la carga más preciso. La Tabla-resumen 4.1 compara los tres rectificadores y sus propiedades.
Tabla resumen 4.1 Rectificadores no filtrados
Media onda Onda completa En puente
Número de diodos 1 2 4
Entrada del rectificador Vp(2) 0,5Vp(2) Vp(2)
Tensión de pico de salida (ideal) Vp(2) 0,5Vp(2) Vp(2)
Tensión de pico de salida (2ª aproximación) Vp(2) 0,7 V 0,5Vp(2) 0,7 V Vp(2) 1,4 V
Tensión de salida en continua Vp(out) / 2Vp(out) / 2Vp(out) /
Frecuencia de rizado fin 2fin 2fin
*Vp(2) tensión de pico en el secundario; Vp(out) tensión de pico de salida.
2Vp

Ejemplo 4.5
Calcular las tensiones de pico de entrada y de salida en la Figura 4.9. A continuación, comparar los resultados teó-
ricos con los medidos.
Observe que el circuito utiliza un rectificador en puente.

Figura 4.9 Ejemplo de laboratorio de rectificador en puente.
SOLUCIÓN Las tensiones de pico en el primario y en el secundario son las mismas que en el Ejemplo 4.3:
Vp(1) 170 V
Vp(2) 17 V
En un rectificador en puente, toda la tensión del secundario se usa como entrada al rectificador. Idealmente, la ten-
sión de pico de salida es:
Vp(out) 17 V
Aplicando la segunda aproximación:
Vp(out) 17 V 1,4 V 15,6 V
Ahora, comparemos los valores teóricos con los medidos. La sensibilidad del canal 1 es 100V/Div
. Como la en-
trada sinusoidal ocupa unas 1,7 divisiones, su valor del pico es aproximadamente 170 V. El canal 2 tiene una sen-
sibilidad de 5V/Div. Como la salida de media onda ocupa aproximadamente 3,2 divisiones, su valor de pico es unos
16 V. Ambas lecturas de entrada y salida son aproximadamente iguales a sus valores teóricos.
PROBLEMA PRÁCTICO 4.5 Continuando con el Ejemplo 4.5, calcule los valores de Vp(out) ideal y de
segunda aproximación utilizando un transformador con una relación de espiras 5:1.

96 Capítulo 4
En el pasado, el filtro de choque se empleaba frecuentemente para filtrar la salida de un rectificador. Aunque se ha
dejado usar, por razón de su coste, tamaño y peso, este tipo de filtro tiene valor didáctico y ayuda a comprender más
fácilmente otros filtros.
Idea básica
El filtro que se muestra en la Figura 4.10a se denominafiltro de choque. La fuente de alterna genera una corriente
en la bobina, el condensador y la resistencia. La corriente alterna en cada componente depende de la reactancia in-
ductiva, la reactancia del condensador y la resistencia. La bobina tiene una reactancia dada por:
XL 2fL
El condensador tiene una reactancia dada por:
XC
Como habrá estudiado en cursos anteriores, la bobina (choque) tiene la característica principal de oponerse a las
variaciones de la corriente. Debido a ello, idealmente, un filtro de choque reduce la corriente alterna en la resis-
tencia de carga a cero. En una segunda aproximación, reduce la corriente de alterna a un valor muy pequeño.Vea-
mos por qué.
El primer requisito de un filtro de choque bien diseñado consiste en que XC para la frecuencia de entrada tiene
que ser mucho menor que RL. Cuando se cumple esta condición, podemos ignorar la resistencia de carga y usar el
circuito equivalente de la Figura 4.10b. El segundo requisito de un filtro de choque bien diseñado es que XL tiene
que ser mucho mayor que XC para la frecuencia de entrada. Cuando se cumple esta condición, la tensión alterna de
salida se aproxima a cero. Por otro lado, como el choque se aproxima a un cortocircuito a 0 Hz y el condensador
se comporta como un circuito abierto a 0 Hz, la corriente continua puede llegar a la resistencia de car
ga con pocas
pérdidas.
En la Figura 4.10b, el circuito se comporta como un divisor de tensión reactivo. Cuando XL es mucho mayor
que XC, casi toda la tensión alterna cae en la bobina. En este caso, la tensión alterna de salida es igual a:
Vout ⬇ Vin (4.9)
Por ejemplo, si XL 10 k, XC 100 y Vin 15 V, la tensión alterna de salida es:
Vout ⬇ 15 V 0,15 V
En este ejemplo, el filtro de choque reduce la tensión alterna en un factor de 100.
Cómo filtrar la salida de un rectificador
La Figura 4.11a muestra un filtro de choque entre un rectificador y una carga. El rectificador puede ser de media
onda, onda completa o en puente. ¿Qué efecto tiene el filtro de choque sobre la tensión de car ga? La forma más
fácil de resolver este problema es empleando el teorema de superposición. Recordemos lo que dice este teorema:
si hay dos o más fuentes, se puede analizar el circuito para cada fuente por separado y luego sumar las tensiones
individuales para obtener la tensión total.
Figura 4.10 (a) Filtro de choque. (b) Circuito de alterna equivalente.
L
RL
C
Vin
Vout
(a)
XL
XC
Vout
Vin
(b)
100

10 k
XC

XL
1

2fC

Figura 4.11 (a) Rectificador con filtro de choque de entrada. (b) La salida del rectificador tiene componentes continua y alterna. (c) Circuito
equivalente de continua. (d) La salida del filtro es la corriente directa con un pequeño rizado.
La salida del rectificador tiene dos componentes diferentes: una tensión continua (el valor medio) y una tensión
alterna (la parte fluctuante), como se muestra en la Figura 4.1 1b. Cada una de estas tensiones actúa como una
fuente separada. En lo que concierne a la tensión alterna,XL es mayor que XC, y esto resulta en una tensión alterna
muy pequeña en la resistencia de carga. Incluso aunque la componente alterna no sea una onda sinusoidal pura, la
Ecuación (4.9) todavía es una buena aproximación para la tensión alterna en la carga.
El circuito se comporta como en la Figura 4.11c en lo referente a la tensión continua. A 0 Hz, la reactancia in-
ductiva es cero y la reactancia capacitiva es infinita; sólo existen las resistencias serie de los devanados de la bo-
bina. Haciendo RS mucho más pequeña queRL se consigue que la mayor parte de la componente continua aparezca
en la resistencia de carga.
Así es como funciona un filtro de choque: casi toda la componente continua pasa a la resistencia de car ga, y
casi toda la componente alterna se bloquea. De esta forma, obtenemos una tensión casi perfecta, ya que es prácti-
camente constante, como la tensión que genera una batería. La Figura 4.1 1d muestra la salida filtrada para una
señal de onda completa. La única desviación de una tensión continua perfecta es la pequeña tensión alterna mos-
trada en la Figura 4.11d. Esta pequeña tensión alterna en la carga se denomina rizado, cuyo valor de pico a pico se
puede medir con un osciloscopio.
Principal desventaja
Una fuente de alimentación es el circuito, dentro de los equipos electrónicos, que convierte la tensión alterna de
entrada en una tensión de salida continua casi perfecta. Incluye un rectificador y un filtro. Hoy día, la tendencia es
ir hacia fuentes de alimentación de baja tensión y alta corriente. Dado que la frecuencia de la red es sólo de 60 Hz
(50 Hz), se tienen que usar inductancias grandes para obtener una reactancia lo suficientemente grande como para
conseguir un filtrado adecuado. Pero las bobinas grandes tienen resistencias de devanado grandes, lo que crea se-
rios problemas de diseño con corrientes de carga considerables. En otras palabras, cae demasiada tensión continua
a través de la resistencia de choque. Además, las bobinas grandes no son adecuadas para los circuitos semicon-
ductores modernos, en los que se pone mucho énfasis en que sean diseños ligeros.
Reguladores conmutados
Existe una aplicación importante para los filtros de choque. Un regulador conmutado es un tipo especial de
fuente de alimentación utilizada en las computadoras, monitores y una creciente variedad de equipos. La frecuen-
cia empleada en un regulador conmutado es mucho mayor que 60 Hz.Típicamente, la frecuencia que se filtra está
por encima de 20 kHz. A esa frecuencia mucho más elevada, podemos usar bobinas más pequeñas para diseñar
filtros de choque eficientes. Los detalles se verán en detalle en un capítulo posterior.
RECTIFICADOR RL
C
L
(a)
(b) (d)
SALIDA
FILTRADA
0,636 VP
t
t
VP
SALIDA
RECTIFICADA
TENSIÓN CONTINUA
RL
RS
RECTIFICADOR
(c)

4.6 Filtro con condensador a la entrada
El filtro de choque produce una tensión de salida continua igual al valor medio de la tensión rectificada. El filtro
con condensador a la entrada genera una tensión de salida continua igual al valor de pico de la tensión rectifi-
cada. Este tipo de filtro es el más usado en fuentes de alimentación
Idea básica
La Figura 4.12a muestra una fuente de alterna, un diodo y un condensador . La clave para entender un filtro con
condensador a la entrada consiste en comprender lo que hace este circuito simple durante el primer cuarto de ciclo.
Inicialmente, el condensador está descargado. Si observamos la Figura 4.12b, durante el primer cuarto de ciclo,
el diodo está polarizado en directa. Dado que idealmente funciona como un interruptor cerrado, el condensador se
carga, y su tensión se iguala a la tensión de fuente en cada instante del primer cuarto de ciclo. La car ga continúa
hasta que la entrada alcanza su valor máximo. En este punto, la tensión del condensador es igual a Vp.
Después de que la tensión de entrada alcanza el pico, empieza a decrecer . Tan pronto como la tensión de en-
trada sea menor que Vp, el diodo deja de conducir . En este caso, actúa como el interruptor abierto de la Figura
4.12c. Durante los ciclos siguientes, el condensador permanece totalmente car gado y el diodo abierto. Ésta es la
razón de que la tensión a la salida en la Figura 4.12b sea constante e igual a Vp.
Idealmente, todo lo que hace el filtro con condensador a la entrada es car
gar el condensador a la tensión de pico
durante el primer cuarto de ciclo. Esta tensión de pico es constante, la tensión continua perfecta que necesitamos
para los equipos electrónicos. Sólo existe un problema: no hay resistencia de carga.
Efecto de la resistencia de carga
Para que el filtro con condensador a la entrada sea útil, necesitamos conectar una resistencia de car ga en paralelo
con el condensador, como se muestra en la Figura 4.13a. Mientras la constante de tiempo RLC sea mucho mayor
que el período, el condensador permanece casi totalmente car
gado y la tensión en la carga es aproximadamente Vp.
La única desviación de una tensión continua perfecta es el pequeño rizado que se ve en la Figura 4.13 b. Cuanto
menor sea el valor de pico a pico de este rizado, mejor se aproximará la salida a una tensión continua perfecta.
Entre picos, el diodo está apagado y el condensador se descar
ga a través de la resistencia de carga. En otras pa-
labras, el condensador suministra la corriente a la carga. Como el condensador se descarga sólo ligeramente entre
picos, el rizado de pico a pico es pequeño. Cuando llega el siguiente pico, el diodo conduce brevemente y recarga
el condensador al valor de pico. Una cuestión clave es: ¿qué tamaño debería tener el condensador para operar apro-
piadamente? Antes de discutir el tamaño del condensador, consideremos lo que sucede con los otros circuitos rec-
tificadores.
Figura 4.12 (a) Filtro con condensador a la entrada sin carga. (b) La salida es una tensión continua pura. (c) El condenador permanece
cargado cuando el diodo no conduce.
(b)
VP
vin
vout
(a)
vout
vin
IDEAL
(c)
VP
vin VP
–
+
98 Capítulo 4

Figura 4.13 (a) Filtro con condensador a la entrada cargado. (b) La salida es la corriente directa con un pequeño rizado. (c) La señal de salida
de onda completa tiene menos rizado.
Filtro de onda completa
Si conectamos un rectificador en puente a un filtro de choque, el rizado de pico a pico se corta por la mitad. La
Figura 4.13c muestra por qué. Cuando una tensión de onda completa se aplica a un circuito RC, el condensador se
descarga sólo la mitad del tiempo. Por tanto, el rizado de pico a pico tiene la mitad del tamaño que tendría con un
rectificador de onda completa.
La fórmula del rizado
He aquí una derivación que usaremos para estimar el rizado de pico a pico de cualquier filtro con condensador a la
entrada:
VR ⴝ (4.10)
donde VR tensión de rizado pico a pico
I corriente continua de carga
f frecuencia de rizado
C capacidad
Esto es una aproximación, no una derivación exacta. Podemos
usar esta fórmula para estimar el rizado de pico a pico. Cuando se
necesite una respuesta más precisa, una solución será emplear una
computadora con un programa de simulación de circuitos.
Por ejemplo, si la corriente continua de carga es 10 mA y la ca-
pacidad es de 200 F, el rizado con un rectificador en puente y un
filtro con condensador de entrada es:
VR 0,417 V pp
Al utilizar esta derivación, deben tenerse dos cosas en mente:
primero, el rizado es una tensión de pico a pico (pp). Esto resulta útil
porque normalmente medimos tensiones de rizado con un osciloscopio y , segundo, la fórmula es válida con ten-
siones de media onda y de onda completa. Se utiliza 50 Hz para media onda y 100 Hz para onda completa.
Si se dispone de un osciloscopio, deberá emplearse para realizar las medidas de rizado. En caso contrario, se
puede utilizar un voltímetro de alterna, aunque se obtendrá un error significativo en la medida. La mayoría de los
voltímetros de alterna están calibrados para leer valores rms de una onda sinusoidal. Como el rizado no es una onda
sinusoidal, puede obtenerse un error de medida como mucho del 25 por ciento, dependiendo del diseño del voltí-
10 mA

(120 Hz)(200 F)
I

fC
(c)
VP
(b)
P
V
vin
vout
(a)
IDEAL
vin C RL
INFORMACIÓN ÚTIL
Puede utilizarse otra fórmula más
precisa para determinar el rizado de
salida de cualquier filtro con
condensador a la entrada. Ésta es:
VR VP(out) (1 t/RLC
)
El tiempo t representa la cantidad de
tiempo que el condensador C del filtro
tarda en descargarse. En un rectificador
de media onda, t puede ser aproxima-
damente 16,67 ms, mientras que en un
rectificador de onda completa podemos
usar un valor de 8,33 ms.

metro de alterna. Pero esto no debería ser un problema cuando se estén detectando posibles averías, ya que se bus-
can variaciones de rizado mucho mayores.
Si utiliza un voltímetro de alterna para medir el rizado, puede convertir el valor de pico a pico dado por la Ecua-
ción (4.10) a un valor rms usando la siguiente fórmula para una onda sinusoidal:
Vrms
Dividiendo entre 2 se convierte el valor de pico a pico a un valor de pico, y dividiendo entre se obtiene el valor
rms de una onda sinusoidal con el mismo valor de pico a pico que la tensión de rizado.
Tensión continua exacta en la carga
Es difícil calcular la tensión continua exacta en la car
ga en un rectificador en puente con un filtro con condensador
a la entrada. Para empezar, tenemos las dos caídas de tensión de los dos diodos que se restan de la tensión de pico.
Además de las caídas en los diodos se produce una caída de tensión adicional del siguiente modo: los diodos con-
ducen fuertemente cuando se recarga el condensador, porque están en directa sólo un corto período de tiempo du-
rante cada ciclo. Esta corriente breve pero grande tiene que circular a través de los devanados del transformador y
de la resistencia interna de los diodos. En nuestros ejemplos, calcularemos tanto la salida ideal como la salida con
la segunda aproximación de un diodo, recordando que la tensión continua real es ligeramente inferior.
2
Vpp
2 2
100 Capítulo 4
Ejemplo 4.6
¿Cuál es la tensión continua y el rizado en la carga del circuito de la Figura 4.14?
SOLUCIÓN La tensión rms en el secundario es:
V2 24 V
La tensión de pico en el secundario es:
Vp 34 V
Suponiendo un diodo ideal y un rizado pequeño, la tensión continua en la carga es:
VL 34 V
Para calcular el rizado, primero necesitamos obtener la corriente continua por la carga:
IL 6,8 mA
Ahora podemos usar la Ecuación (4.10) para obtener:
VR 1,13 V pp ⬇ 1,1 V pp
Figura 4.14 Rectificador de media onda y filtro con condensador a la entrada.
5:1
1N4001
120 V
60 Hz
V1 V2 100 µF 5 k
–
+
6,8 mA

(60 Hz)(100 F)
34 V

5 k
VL

RL
24 V

0,707
120 V

5

Figura 4.15 Rectificador de onda completa y filtro con condensador a la entrada.
Redondeamos el rizado a dos dígitos significativos porque es una aproximación y con un osciloscopio no se puede
medir con una precisión mayor.
Así es como mejoramos la respuesta ligeramente: en el diodo de silicio caen alrededor de 0,7
V cuando está con-
duciendo. Por tanto, la tensión de pico en la carga está más cercana a 33,3 V que a 34 V. El rizado también reduce
la tensión continua ligeramente. Así que la tensión continua en la car ga real será más cercana a 33 V que a 34 V.
Pero estas son desviaciones menores. Las respuestas ideales normalmente son adecuadas para detección de averías
y análisis preliminares.
Un comentario final sobre el circuito. El signo positivo del condensador del filtro indica un condensador po-
larizado, uno cuyo lado positivo debe estar conectado a la salida positiva del rectificador . En la Figura 4.15, el
signo más del encapsulado del condensador está correctamente conectado a la tensión de salida positiva. Debe
fijarse bien en el encapsulado del condensador cuando esté montando o detectando averías en un circuito para ave-
riguar si está polarizado o no.
Las fuentes de alimentación a menudo usan condensadores electrolíticos polarizados, porque tienen valores
altos de capacidad y encapsulados de pequeño tamaño. Como habrá estudiado en cursos anteriores, los condensa-
dores electrolíticos deben conectarse con la polaridad correcta para producir la película de óxido. Si un condensa-
dor electrolítico se conecta con la polaridad opuesta se calentará y posiblemente explotará.
Ejemplo 4.7
¿Cuál es la tensión continua y el rizado en la carga en el circuito de la Figura 4.15?
SOLUCIÓN Dado que se trata de un transformador reductor con una relación de espiras 5:1, igual que en el
ejemplo precedente, la tensión de pico del secundario sigue siendo 34 V. La mitad de esta tensión está a la entrada
de cada sección de media onda. Suponiendo un diodo ideal y un rizado pequeño, la tensión continua en la car
ga es:
VL 17 V
La corriente continua en la carga es:
IL 3,4 mA
Ahora la Ecuación (4.10) da:
VR 0,283 V pp ⬇ 0,28 V pp
A causa de los 0,7 V que caen en el diodo cuando conduce, en la práctica, la tensión continua en la car
ga estará más
cerca de 16 V que de 17 V.
PROBLEMA PRÁCTICO 4.7 En la Figura 4.15, cambie RL a 2 K y calcule el rizado y la tensión continua
ideal en la carga.
3,4 mA

(120 Hz)(100 F)
17 V

5 k
5:1
IDEAL
IDEAL
120 V
60 Hz
100 µF 5 k
–
+

102 Capítulo 4
Ejemplo 4.8
¿Cuál es el rizado y la tensión continua en la car ga del circuito de la Figura 4.16? Compare las respuestas con las
obtenidas en los dos ejemplos anteriores.
SOLUCIÓN Dado que se trata de un transformador reductor con una relación de espiras 5:1, igual que en el
ejemplo anterior, la tensión de pico en el secundario es todavía 34 V. Suponiendo un diodo ideal y un rizado pe-
queño, la tensión continua en la carga es:
VL 34 V
La corriente continua en la carga es:
IL 6,8 mA
Ahora la Ecuación (4.10) da:
VR 0,566 V pp ⬇ 0,57 V pp
A causa de los 1,4 V que caen en los dos diodos cuando conducen y el rizado, en la práctica, la tensión continua en
la carga estará más cerca de los 32 V que de los 34 V.
Hemos calculado la tensión continua en la car ga y el rizado para tres rectificadores diferentes. Los resultados
han sido los siguientes:
Media onda: 34 V y 1,13 V
Onda completa: 17 V y 0,288 V
En puente: 34 V y 0,566 V
Para un transformador dado, el rectificador en puente es mejor que el rectificador de media onda porque presenta
menos rizado, y es mejor que el rectificador de onda completa porque produce el doble de tensión de salida. De los
tres, el rectificador en puente se ha convertido en el más popular.
Figura 4.16 Rectificador en puente y filtro con condensador a la entrada
Ejemplo 4.9
La Figura 4.17 muestra los valores medidos con un software de simulación de circuitos. Calcule el rizado y la ten-
sión teórica en la carga, y compare dichos valores con los valores medidos.
SOLUCIÓN Es un transformador reductor con una relación 15⬊1, por lo que la tensión eficaz (rms) en el secun-
dario es:
V2 8 V
120 V

15
V1 V2
5:1
IDEAL
120 V
60 Hz
100 µF
–
+
5 k
6,8 mA

(120 Hz)(100 F)
34 V

5 k

Figura 4.17 Ejemplo de laboratorio de un rectificador en puente y filtro con condensador a la entrada.
y la tensión de pico en el secundario es:
Vp 11,3 V
Aplicamos la segunda aproximación de los diodos para obtener la tensión continua en la carga:
VL 11,3 V 1,4 V 9,9 V
8 V

0,707

104 Capítulo 4
Para calcular el rizado, necesitamos conocer primero la corriente continua en la carga:
IL 19,8 mA
Ahora podemos utilizar la Ecuación (4.10) para obtener:
VR 35 mV pp
En la Figura 4.17, un multímetro muestra una lectura de una tensión continua en la carga de 9,9 V.
El canal 1 del osciloscopio se coloca a 10 mV/Div. El rizado de pico a pico es aproximadamente 2,9 divisiones
y el rizado medido es de 29,3 mV . Esto es menos que el valor teórico de 35 mV , lo que confirma el comentario
anterior. La Ecuación (4.10) se usa paraestimar el rizado. Si se necesita más precisión se puede utilizar un software
de simulación por computadora.
PROBLEMA PRÁCTICO 4.9 Cambie el valor del condensador de la Figura 4.17 a 1.000F. Calcule el nuevo
valor de VR.
19,8 mA

(120 Hz)(4700 F)
9,9 V

500
4.7 Tensión inversa de pico y corriente inicial
La tensión inversa de pico (PIV, Peak Inverse Voltage) es la tensión máxima del diodo que no conduce de un rec-
tificador. Esta tensión debe ser menor que la tensión de disrupción del diodo; de otro modo, el diodo se destruirá.
La tensión inversa de pico depende del tipo de rectificador y del filtro. El caso peor se produce con el filtro con
condensador a la entrada.
Como hemos visto anteriormente, las hojas de características de muchos fabricantes usan una variedad de sím-
bolos diferentes para indicar la tensión inversa máxima de un diodo. En ocasiones, estos símbolos indican condi-
ciones diferentes de medida. Algunos de los símbolos de las hojas de características para designar la tensión in-
versa máxima son PIV, PRV, VB, VBR, VR, VRRM, VRWM y VR(máx).
Rectificador de media onda y filtro con condensador a la entrada
La Figura 4.18a muestra la parte crítica de un rectificador de media onda. Ésta es la parte del circuito que deter-
mina cuánta tensión inversa cae en el diodo. El resto del circuito no tiene efecto y se omite en aras de la claridad.
En el caso peor, la tensión de pico del secundario está en el pico negativo y el condensado está completamente car-
gado con una tensión Vp. Aplique la ley de tensión de Kirchhoff y verá rápidamente que la tensión inversa de pico
en el diodo que no conduce es:
PIV ⴝ 2Vp (4.11)
Por ejemplo, si la tensión de pico en el secundario es de 15 V, la tensión inversa de pico es 30 V. Mientras la ten-
sión de disrupción del diodo sea mayor que esto, el diodo resultará dañado.
Figura 4.18 (a) Tensión inversa de pico en un rectificador de media onda. (b) Tensión inversa de pico en un rectificador de onda completa.
(c) Tensión inversa de pico en un rectificador en puente.
VP
+
2VP
VP
+
+
(a)
–
–
–
VP
VP
CORTOCIRCUITO
+
+
(b)
–
–
(c)
CORTOCIRCUITO
VP
VP
+
+
–
–

Rectificador de onda completa y filtro con condensador a la entrada
La Figura 4.18b muestra la parte esencial de un rectificador de onda completa que se necesita para calcular la ten-
sión inversa de pico. De nuevo, la tensión del secundario está en el pico negativo. En este caso, el diodo inferior se
comporta como un cortocircuito (interruptor cerrado) y el diodo superior está en abierto. La ley de Kirchhof f im-
plica:
PIV ⴝ Vp (4.12)
Rectificador en puente y filtro con condensador a la entrada
La Figura 4.18c muestra parte de un rectificador en puente. Esto es todo lo que necesitamos para calcular la ten-
sión inversa de pico. Dado que el diodo superior está en cortocircuito y el inferior en abierto, la tensión inversa de
pico que cae en el diodo inferior es:
PIV ⴝ Vp (4.13)
Otra ventaja del puente rectificador es que tiene la tensión inversa de pico más baja para una determinada tensión
de carga. Para producir la misma tensión en la carga, el rectificador de onda completa necesitará el doble de ten-
sión en el secundario.
Resistencia inicial
Antes de que el circuito se conecte, el condensador del filtro está descar
gado. En el instante inicial en que se aplica
la alimentación, el condensador descargado se comporta como un cortocircuito. Por tanto, la corriente inicial del
condensador, al cargarse, puede ser muy grande. Todo lo que hay en el camino de carga que pueda impedir el paso
de la corriente es la resistencia de los devanados del transformador y la resistencia interna de los diodos. Al
impulso de corriente que circula cuando se enciende el circuito se le denomina corriente inicial.
Normalmente, el diseñador de la fuente de alimentación debe asegurarse de que el diodo que emplee puede
soportar la corriente inicial. La clave, en este caso, es el tamaño del condensador del filtro. Ocasionalmente, un
diseñador puede decidir usar una resistencia inicial en lugar de otro diodo.
La Figura 4.19 ilustra este concepto. Una pequeña resistencia se inserta entre el rectificador en puente y el fil-
tro con condensador a la entrada. Sin la resistencia, la corriente inicial podría destruir los diodos. Incluyendo la re-
sistencia inicial, el diseñador reduce la corriente inicial a un nivel seguro. Las resistencias iniciales no se usan con
frecuencia y sólo se mencionan por si se las encuentra en una fuente de alimentación.
Figura 4.19 La resistencia inicial limita la corriente inicial.
120 V
60 Hz
RL
V1 V2
+
_ C
Rinicial
N1:N2
Ejemplo 4.10
¿Cuál es la tensión inversa de pico en la Figura 4.19 si la relación de espiras es igual a 8:1? Un 1N4001 tiene una
tensión de disrupción de 50 V, ¿es seguro utilizar un 1N4001 en este circuito?
SOLUCIÓN La tensión eficaz en el secundario es:
V2 15 V
120 V

8

106 Capítulo 4
La tensión de pico en el secundario es:
Vp 21,2 V
La tensión inversa de pico es:
PIV 21,2 V
El 1N4001 es perfectamente adecuado, ya que la tensión inversa de pico es mucho menor que la tensión de disrup-
ción de 50 V.
PROBLEMA PRÁCTICO 4.10 En la Figura 4.19, cambie la relación de espiras del transformador a 2:1. ¿Qué
serie de diodos 1N4000 debería utilizarse?
15 V

0,707
4.8 Otras cuestiones sobre las fuentes de alimentación
Ya tiene una idea básica sobre cómo funcionan las fuentes de alimentación. En las secciones anteriores, se ha visto
cómo se rectifica y filtra una tensión alterna de entrada para obtener una tensión continua. Hay unas pocas ideas
adicionales que debe conocer.
Transformadores comerciales
El uso de relaciones de espiras con transformadores se aplica sólo a los transformadores ideales. Los transforma-
dores con núcleo de hierro son diferentes. En otras palabras, los transformadores que se compran en una tienda no
son ideales, ya que los devanados tienen resistencias que producen pérdidas de potencia adicionales. De hecho, las
hojas de características de los transformadores rara vez incluyen la relación de espiras. Por lo general, lo único que
indican es la tensión en el secundario para una corriente especificada.
Por ejemplo, la Figura 4.20a muestra un transformador industrial F-25X, cuya hoja de características propor-
ciona sólo los siguientes datos: para una tensión alterna en el primario de 115 V, la tensión alterna en el secunda-
rio es de 12,6 V cuando la corriente en el secundario es de 1,5 A. Si la corriente en el secundario es menor de 1,5
A en el circuto de la Figura 4.20 a, la tensión alterna en el secundario sera mayor que 12,6 V debido a la menor
pérdida de potencia en los devanados y el núcleo laminado.
Cuando se necesite conocer la corriente del primario, puede estimarse la re-
lación de espiras de un transformador real usando esta definición:
(4.14)
Por ejemplo, el F-25X tiene V1 115 V y V2 12,6 V. La relación de espiras
para la corriente límite de carga de 1,5 A es:
9,13
Esto es una aproximación, porque la relación de espiras calculada decrece
cuando la corriente por la carga decrece.
Cómo calcular la corriente del fusible
Cuando se están detectando averías, puede ser necesario calcular la corriente del primario para determinar si un fu-
sible es o no adecuado. La forma más fácil de hacer esto con una transformador real consiste en suponer que la po-
tencia de entrada es igual a la potencia de salida: Pin Pout. Por ejemplo, la Figura 4.20b muestra un transforma-
dor con un fusible que excita a un rectificador con filtro. ¿Es adecuado el fusible de 0,1-A?
He aquí cómo estimar la corriente en el devanado primario cuando se detectan averías. La potencia de salida es
igual a la potencia continua en la carga:
115

12,6
N1

N2
V1

V2
N1

N2
INFORMACIÓN ÚTIL
Cuando un transformador está
descargado, la tensión en el secundario
normalmente tiene un valor que es un
de un 5 a un 10 por ciento mayor que su
valor nominal.

Figura 4.20 (a) Valores de un transformador real. (b) Cálculo de la corriente del fusible.
Pout VI (15 V)(1,2 A) 18 W
Se ignoran las pérdidas de potencia en el rectificador y en el transformador
. Puesto que la potencia de entrada tiene
que ser igual que la potencia de salida:
Pin 18 W
Puesto que Pin V1I1, podemos obtener la corriente del primario:
I1 0,156 A
Éste es un valor estimado, ya que hemos ignorado las pérdidas de potencia en el transformador y en el rectificador
.
La corriente real por el devanado primario será aproximadamente de un 5 a un 20 por ciento más grande, debido a
esas pérdidas adicionales. En cualquier caso, el fusible no es adecuado, debería ser al menos de 0,25 A.
Fusibles de fundido lento
Supongamos que se emplea un filtro con condensador a la entrada en la Figura 4.20 b. Si en el circuito de esa fi-
gura se utiliza un fusible normal de 0,25A, se fundirá al conectar al alimentación, debido a la corriente inicial que
hemos mencionado anteriormente. La mayoría de las fuentes de alimentación utilizan fusibles de fundido lento que
pueden soportar temporalmente sobrecargas de corriente. Por ejemplo, un fusible de fundido lento de 0,25
A puede
soportar corrientes de:
2 A durante 0,1 s
1,5 A durante 1 s
1 A durante 2 s
y así sucesivamente. Con un fusible de fundido lento, el circuito tiene tiempo para cargar el condensador, cayendo a
continuación la corriente del primario a su nivel normal dejando intacto el fusible.
Cálculo de la corriente del diodo
Sea un rectificador de media onda con o sin filtro, la corriente media que circula por el diodo tiene que ser igual a
la corriente continua en la carga, porque sólo hay un camino para la corriente. Como derivación:
Media onda: Idiodo ⴝ Idc (4.15)
Por otro lado, la corriente media que circula por el diodo de un rectificador de onda completa es igual a la mitad
de la corriente continua por la carga, ya que hay dos diodos en el circuito compartiendo la misma carga. De forma
similar, la corriente media que soporta cada uno de los diodos del rectificador en puente es igual a la mitad de la
corriente continua de carga. Como derivación tenemos:
18 W

115 V
115 V
60 Hz
(a)
(b)
F-25X 12,6 V
1,5 A
115 V
60 Hz
F-25X 10
RECTIFICADOR
CON FILTRO
15 V
1,2 A
0,1 A

Onda completa: Idiodo ⴝ 0,5Idc (4.16)
La Tabla-resumen 4.2 compara las propiedades de los tres rectificadores con filtro de condensador a la entrada.
Lectura de una hoja de características
Consulte la hoja de características del diodo 1N4001 facilitada en la Figura 3.16. La tensión inversa máxima de
pico (maximum peak repetitive reverse voltage), VRRM en la hoja de características, es la misma que la tensión in-
versa de pico que acabamos de estudiar. Las hojas de características dicen que el 1N4001 puede soportar una ten-
sión de 50 V en inversa.
La corriente media rectificada en directa ( average rectified forward current), IF(av), I(max) o I0, es la corriente
continua o media que circula por el diodo. En un rectificador de media onda, la corriente del diodo es igual a la co-
rriente continua por la carga. En un rectificador de onda completa o en puente, es igual a la mitad de la corriente
continua por la carga. La hoja de características del 1N4001 especifica que puede soportar una corriente continua
de 1 A, lo que significa que la corriente continua por la carga puede ser como mucho de 2 A en un rectificador en
puente. Fíjese también en el valor de la corriente inicial IFSM. La hoja de características indica que un 1N4001
puede soportar 30 A durante el primer ciclo cuando se conecta la alimentación.
Filtros RC
Antes de la década de 1970, los filtros pasivos (componentes R, L y C) a menudo se conectaban entre el rectifica-
dor y la resistencia de carga. Actualmente, es raro ver filtros pasivos en fuentes de alimentación semiconductoras;
sin embargo, todavía podemos encontrarlos en aplicaciones especiales, como por ejemplo amplificadores de po-
tencia de audio.
La Figura 4.21a muestra un rectificador en puente y un filtro con condensador a la entrada. Normalmente, un
diseñador establecerá un rizado pico a pico de como mucho un 10 por ciento en el condensador del filtro. La
razón de no intentar conseguir un rizado aún menor es porque el condensador tendría que ser demasiado grande.
Por ello, se emplean filtros adicionales incorporando seccionesRC entre el condensador del filtro y la resistencia
de carga.
Las secciones RC son ejemplos de filtro pasivo, aquél que sólo incorpora componentes R, L o C. Por cuestio-
nes de diseño, R tiene que ser mucho mayor que XC a la frecuencia de rizado. Por tanto, el rizado se reduce antes
de llegar a la resistencia de carga. Normalmente, R es al menos 10 veces más grande que XC, lo que quiere decir
que cada sección atenúa (reduce) el rizado como mínimo en un factor de 10. El inconveniente de un filtro RC son
las pérdidas de tensión continua en cada una de las resistenciasR. Debido a esto, el filtroRC sólo es adecuado para
cargas muy pequeñas (corriente de carga pequeña o resistencia de carga grande).
Tabla resumen 4.2 Rectificadores con filtro
condensador a la entrada*
Media onda Onda completa En puente
Número de diodos 1 2 4
Entrada del rectificador Vp(2) 0,5Vp(2) Vp(2)
Salida de continua (ideal) Vp(2) 0,5Vp(2) Vp(2)
Salida de continua (2ª aproximación) Vp(2) 0,7 V 0,5Vp(2) 0,7 V Vp(2) 1,4 V
Frecuencia de rizado fin 2fin 2fin
PIV 2Vp(2) Vp(2) Vp(2)
Corriente de diodo Idc 0,5Idc 0,5Idc
*Vp(2) tensión de pico en el secundario; Vp(out) tensión de pico de salida; Idc corriente continua de carga.
108 Capítulo 4

Figura 4.21 (a) Filtro RC. (b) Filtro LC. (c) Filtro con regulador de tensión.
Filtro LC
Cuando la corriente de carga es grande, los filtros LC de la Figura 4.21b representan una mejora respecto de los fil-
tros RC. De nuevo, la idea es reducir el rizado en los componentes conectados en serie, en este caso, en las bobinas.
Haciendo XL mucho mayor que XC, podemos reducir el rizado a un nivel muy bajo. La caída de tensión continua en
las bobinas es mucho menor que la caída en las resistencias de las sec-
ciones RC porque la resistencia del devanado es más pequeña.
El filtro LC fue muy popular hace tiempo. Ahora, está empe-
zando a ser obsoleto en las fuentes de alimentación típicas debido al
tamaño y el coste de las bobinas. En las fuentes de alimentación de
baja tensión, el filtro LC ha sido reemplazado por un circuito inte-
grado (CI), que es un dispositivo que contiene diodos, transistores,
resistencias y otros componentes en un encapsulado miniaturizado
y realiza una función específica.
La Figura 4.21c ilustra este concepto, se ha colocado un CI re-
gulador de tensión, un tipo de circuito integrado, entre el condensa-
dor de filtro y la resistencia de carga. Este dispositivo no sólo reduce el rizado, sino que también mantiene la ten-
sión de salida constante. En un capítulo posterior estudiaremos los CI reguladores de tensión. Debido a su bajo
coste, ahora los reguladores de tensión en circuito integrado son el método estándar que se emplea para reducir el
rizado.
La Tabla-resumen 4.3 de la página siguiente muestra los bloques funcionales de una fuente de alimentación.
Casi todos los equipos electrónicos tienen una fuente de alimentación, normalmente un rectificador que excita a un
filtro con condensador a la entrada seguido de un regulador de tensión (que estudiaremos más adelante). Esta
fuente de alimentación proporciona las tensiones continuas requeridas por los transistores y los restantes disposi-
tivos. Si una parte del equipo no funciona de forma adecuada, lo primero que hay que hacer es comprobar la fuente
de alimentación. Muy frecuentemente, los fallos de los que equipos están causados por problemas en la fuente de
alimentación.
RECTIFICADOR
EN PUENTE C C C
R
R
RL
SECCIÓN
SECCIÓN
(a)
(b)
(c)
RECTIFICADOR
EN PUENTE C C C RL
SECCIÓN
SECCIÓN
L
L
RECTIFICADOR
EN PUENTE C RL
CI
REGULADOR
DE TENSIÓN
INFORMACIÓN ÚTIL
Un filtro fabricado con una bobina
colocada entre dos condensadores a
menudo se denomina filtro en pi ().

Procedimiento
Supongamos que estamos detectando averías en el circuito de la Figura 4.22. Podemos comenzar midiendo la ten-
sión continua en la carga. Debería ser aproximadamente la misma que la tensión de pico en el secundario. Si no es
así, hay dos posibles caminos a seguir.
Primero, si no hay tensión en la car ga, puede utilizarse un voltímetro flotante o un multímetro digital para
medir la tensión en el secundario (en la escala de alterna). Esta lectura es la tensión eficaz en el devanado secun-
dario, que convertimos al valor de pico correspondiente. Podemos estimar el valor de pico añadiendo un 40 por
ciento al valor eficaz o rms. Si éste es correcto, los diodos pueden estar defectuosos. Si no hay tensión en el se-
cundario, el fusible puede estar fundido o el transformador ser defectuoso.
Segundo, si hay tensión continua en la carga, pero es menor de lo que debiera, conviene mirar la tensión con-
tinua en la carga con un osciloscopio y medir el rizado. Una tensión de rizado de pico a pico de aproximadamente
el 10 por 100 de la tensión ideal en la carga es razonable. El rizado puede tener un valor un poco mayor o un poco
menor que el indicado, dependiendo del diseño. Además, la frecuencia del rizado debe ser de 100 Hz para un rec-
tificador de onda completa o un rectificador en puente. Si el rizado es de 50 Hz, uno de los diodos puede estar en
circuito abierto.
Averías comunes
Algunos fallos que surgen comúnmente en los rectificadores en puente con condensador de filtro a la entrada son
los siguientes:
1. Si el fusible está abierto, no habrá tensión en ningún punto del circuito.
2. Si el condensador del filtro está abierto, la tensión continua en la carga será pequeña, ya que la salida será una
señal de onda completa no filtrada.
3. Si uno de los diodos está en circuito abierto, la tensión continua en la carga será baja, porque habrá sólo recti-
ficador de media onda. También, la frecuencia del rizado será de 50 Hz y no de 100 Hz. Si todos los diodos
están en abierto no se obtendrá señal de salida.
4. Si la carga está cortocircuitada, el fusible se fundirá. Posiblemente, uno o más diodos se estropeen o el trans-
formador resulte dañado.
5. A veces, por el envejecimiento, en el condensador del filtro aumenta la corriente de fugas, con lo que se reduce
la tensión continua en la carga.
6. Ocasionalmente, algunas vueltas de los devanados que hagan cortocircuito en el transformador reducen la ten-
sión continua de salida. En este caso, el transformador se calienta, lo que se puede observar tocándolo.
110 Capítulo 4
Tabla-resumen 4.3 Diagrama de bloques de una fuente de alimentación
Transformador Rectificador
Entrada alterna (AC)
Filtro Regulador
Salida continua
RL
Propósito Proporciona una
tensión alterna en
el secundario y un
aislamiento de
tierra adecuados.
Cambia una
entrada de alterna
a un entrada de
impulsos continuos
Suaviza los
impulsos de
continua de salida
Proporciona una tensión
de salida constante con
cargas variables y
tensiones alternas de
entrada
Tipos Transformador
reductor o elevador,
aislamiento (1:1)
Rectificador de
onda completa, de
media onda, en
puente de onda
completa
Filtro de choque,
filtro con conden-
sador a la entrada
Componentes discretos,
circuitos integrados (CI)

7. Además de estas averías, también puede haber puentes de soldadura, soldaduras frías, malas conexiones, etc.
La Tabla-resumen 4.4 enumera estas averías y sus síntomas.
Tabla-resumen 4.4 Averías típicas del rectificador en puente
con filtro condensador a la entrada
V1 V2 VL(dc) VR frizado Ámbito de la salida
Fusible fundido Cero Cero Cero Cero Cero No hay salida
Condensador abierto Correcto Correcto Baja Alta 120 Hz Señal de onda completa
Un diodo abierto Correcto Correcto Baja Alta 60 Hz Rizado de media onda
Todos los diodos abiertos Correcto Correcto Cero Cero Cero No hay salida
Carga cortocircuitada Cero Cero Cero Cero Cero No hay salida
Condensador con fugas Correcto Correcto Baja Alta 120 Hz Salida baja
Devanados cortocircuitados Correcto Baja Baja Correcto 120 Hz Salida baja
V1
C
V2
120 V
60 Hz
–
+
RL
Ejemplo 4.11
Cuando el circuito de la Figura 4.23 funciona normalmente, tiene una tensión rms en el secundario de 12,7 V, una
tensión en la carga de 18 V y una tensión de rizado de pico a pico de 318 mV. Si el condensador del filtro está en
abierto, ¿qué le ocurre a la tensión continua en la carga?
Figura 4.23
0,25 A
120 V
60 Hz
–
+
1 k
470 µF

112 Capítulo 4
SOLUCIÓN Con el condensador del filtro en circuito abierto, el circuito se convierte en un rectificador en puente
normal sin filtro con condensador . Como no hay filtrado, un osciloscopio en paralelo con la car ga mostraría una
señal de onda completa con un valor de pico de 18 V. El valor medio es el 63,6 por ciento de 18 V, es decir, 11,4 V.
Ejemplo 4.12
Suponga que la resistencia de carga de la Figura 4.23 está cortocircuitada. Describa los síntomas.
SOLUCIÓN Un cortocircuito en la resistencia de carga hará que la corriente alcance un valor extremadamente
alto, lo que provocará que se funda el fusible. Además, es posible que uno o más diodos se destruyan antes de que
el fusible se queme. A menudo, si un diodo se cortocircuita, hace que los restantes diodos del rectificador también
se cortocircuiten. Si el fusible se funde, todas las tensiones que mida serán igual a cero. Cuando compruebe el fu-
sible visualmente o con un óhmetro, verá que está abierto.
Con la alimentación desconectada, sería conveniente verificar los diodos con un óhmetro para saber si alguno
de ellos ha sido destruido. También hay que medir la resistencia de carga con un óhmetro. Si indica cero o un valor
muy bajo, quiere decir que aún quedan fallos que detectar.
La avería podría ser un puente de soldadura en la resistencia de car
ga, una mala conexión o cualquier otra cosa.
Los fusibles se queman a veces sin producir un cortocircuito permanente en la carga; pero, lo importante es: si
se encuentra con un fusible fundido, compruebe los posibles daños en los diodos y un posible cortocircuito en la
Un ejercicio sobre detección de averías al final del capítulo describe ocho averías diferentes, incluyendo diodos
y condensadores de filtro en circuito abierto, cargas cortocircuitadas, fusibles fundidos y masas en circuito abierto.
Los diodos empleados en fuentes de alimentación de baja frecuencia son diodos rectificadores. Estos diodos tie-
nen potencias máximas mayores que 0,5 W y están optimizados para funcionar a 50 Hz. El diodo rectificador
típico soporta una corriente directa máxima del orden de amperios. Excepto en las fuentes de alimentación, los
diodos rectificadores se utilizan poco, porque la mayoría de los circuitos de los equipos electrónicos funcionan a
frecuencias mucho más altas.
Diodos de pequeña señal
En esta sección, vamos a ocuparnos de los diodos de pequeña señal. Estos diodos están optimizados para utilizar-
los a altas frecuencias y sus potencias máximas permitidas son menores que 0,5W, con corrientes del orden de los
miliamperios. Su construcción pequeña y ligera es lo que permite que funcionen a altas frecuencias.
Circuito recortador positivo
Un recortador es un circuito que elimina partes positivas o negativas de una forma de onda. Este tipo de procesa-
miento es útil en la conformación de señales, la protección de circuitos y las comunicaciones. La Figura 4.24 a
muestra un recortador positivo, que es un circuito que elimina todas las partes positivas de la señal de entrada. Por
esta razón, la señal de salida tiene sólo semiciclos negativos.
Figura 4.24 (a) Recortador positivo. (b) Onda de salida.
+VP
–VP –VP
0
0 RL
RS
(a) (b)
vout
t
0,7 V
–20 V

El circuito funciona del siguiente modo: durante el semiciclo positivo, el diodo conduce y se comporta como
un cortocicuito para los terminales de salida. Idealmente, la tensión de salida es cero. Durante el semiciclo nega-
tivo, el diodo se comporta como un circuito abierto. En este caso, el semiciclo negativo aparece a la salida. Por
diseño, la resistencia serie es mucho menor que la resistencia de carga. Ésta es la razón por la que el pico negativo
de salida se muestre como Vp en la Figura 4.24a.
En una segunda aproximación, la tensión del diodo es 0,7 V cuando conduce. Por tanto, el nivel de recorte no
es cero, sino 0,7 V. Por ejemplo, si la señal de entrada tiene un valor de pico de 20 V, la salida del recortador será
similar a la mostrada en la Figura 4.24b.
Definición de condiciones
Los diodos de pequeña señal tienen un área de unión más pequeña que los diodos rectificadores, porque están
optimizados para trabajar a frecuencias altas. Como resultado, tienen una resistencia interna mayor . La hoja de
características de un diodo de pequeña señal como el 1N419 especifica una corriente directa de 10 mA para 1 V.
Por tanto, la resistencia interna es:
RB 30
¿Por qué es importante la resistencia interna? Porque el recortador no trabajará correctamente a menos que la
resistencia serie RS sea mucho mayor que la resistencia interna. Además, el recortador no funcionará adecuada-
mente a menos que la resistencia serieRS sea mucho menor que la resistencia de carga. Para que el recortador fun-
cione correctamente utilizaremos esta definición:
Recortador abrupto: 100RB
RS
0,01RL (4.17)
Esto quiere decir que la resistencia serie debe ser 100 veces más grande que la resistencia interna y 100 veces más
pequeña que la resistencia de carga. Cuando un recortador satisface estas condiciones, decimos que es unrecorta-
dor abrupto. Por ejemplo, si el diodo tiene una resistencia interna de 30, la resistencia serie debería ser al menos
de 3 k y la resistencia de carga debería tener un valor de al menos 300 k.
Circuito recortador negativo
Si se invierte la polaridad del diodo, como se muestra en la Figura 4.25a, se obtiene unrecortador negativo. Como
era de esperar, este circuito elimina las partes negativas de la señal. Idealmente, la forma de onda de salida sólo
tiene semiciclos positivos.
El recorte no es perfecto. A causa de la tensión de offset del diodo (otra forma de llamar a la barrera de poten-
cial), el nivel de recorte se encuentra en0,7 V. Si la señal de entrada tiene un pico de 20V, la señal de salida será
como la mostrada en la Figura 4.25b.
El limitador o circuito fijador
El recortador es útil para la conformación de señales, pero el mismo
circuito se puede usar de una forma completamente diferente. Fí-
jese en la Figura 4.26 a. La entrada normal a este circuito es una
señal con un pico de sólo 15 mV . Por tanto, la salida normal es la
misma señal porque ningún diodo actúa durante el ciclo.
¿Qué tiene de bueno el circuito si los diodos no conducen? Siem-
pre que se tenga un circuito sensible, uno que no puede admitir una
entrada muy grande, se puede usar un limitador positivo-negativo
Figura 4.25 (a) Recortador negativo. (b) Onda de salida.
(a) (b)
t
20 V
–0,7 V
v(out)
RL
RS
+VP
0
+VP
–VP
1 V 0,7 V

10 mA
INFORMACIÓN ÚTIL
Los circuitos fijadores negativos a
menudo se emplean en las entradas
de las puertas lógicas TTL digitales.

114 Capítulo 4
Figura 4.26 (a) Circuito fijador. (b) Protección de un circuito sensible.
para proteger su entrada, como se muestra en la Figura 4.26 b. Si la señal de entrada trata de superar los 0,7 V, la
salida limita a 0,7 V. Por otro lado, si la señal de entrada disminuye por debajo de0,7 V, la salida queda limitada
a 0.7 V. En un circuito como éste, el funcionamiento normal significa que la señal de entrada siempre es menor
que 0,7 V en ambas polaridades.
Un ejemplo de circuito sensible es elamplificador operacional, un circuito integrado que estudiaremos en pró-
ximos capítulos. La tensión de entrada típica a un amplificador operacional es menor que 15 mV.
Tensiones superiores a 15 mV no son habituales, y las tensiones mayores que 0,7 V son anormales. Un
limitador conectado en la entrada de un amplificador operacional impide que se apliquen accidentalmente tensio-
nes de entrada excesivas.
Un ejemplo más familiar de un circuito sensible es un medidor de bobina móvil. Incluyendo un limitador, po-
demos proteger el movimiento del medidor contra tensiones o corrientes de entrada excesivas.
El limitador de la Figura 4.26a se denomina también circuito fijador. El término sugiere la fijación o limitación
de la tensión a un rango especificado. Con un circuito fijador, los diodos no conducen durante el funcionamiento
normal. Los diodos conducen sólo cuando algo es anormal, cuando la señal es demasiado grande.
Recortadores polarizados
El nivel de referencia (lo mismo que el nivel de recorte) de un recortador positivo es idealmente cero o, 0,7
V en una
segunda aproximación. ¿Qué podemos hacer para cambiar este nivel de referencia?
En electrónica, polarizar significa aplicar una tensión externa para cambiar el nivel de referencia de un circuito.
La Figura 4.27a es un ejemplo de polarización para cambiar el nivel de referencia de un recortador positivo. Aña-
diendo una fuente de tensión continua en serie con el diodo podemos cambiar el nivel de recorte. La nueva tensión
V tiene que ser menor que Vp en operación normal. Con un diodo ideal, la conducción empieza tan pronto como la
tensión de entrada es mayor queV. En una segunda aproximación, la conducción se inicia cuando la tensión de en-
trada es mayor que V 0,7 V.
La Figura 4.27b muestra cómo polarizar un recortador negativo. Observe que el diodo y la batería están inver-
tidos, por lo que el nivel de referencia cambia aV 0,7 V. La forma de onda de salida se recorta negativamente
al nivel de polarización.
Figura 4.27 (a) Recortador positivo polarizado. (b) Recortador negativo polarizado.
+VP
–VP
+VP
–VP
+VP
–VP
0 RL
RS
–
+ 0
V
–V – 0,7
V + 0,7
RL
RS
(a)
(b)
vin vout
(a)
RS
15 mV de pico
vin
(b)
CIRCUITO
SENSIBLE
RS

Figura 4.28 Recortador polarizado positivo-negativo.
Combinación de recortadores
Podemos combinar los dos recortadores polarizados como se muestra en la Figura 4.28. El diodo D1 recorta las
partes positivas por encima del nivel de polarización positivo y el diodo D2 recorta las partes por debajo del nivel
de polarización negativo. Cuando la tensión de entrada es muy grande comparada con los niveles de polarización,
la señal de salida es unaonda cuadrada, como se muestra en la Figura 4.28. Éste es otro ejemplo de conformación
de señales que se puede hacer con recortadores.
Variantes
Utilizar baterías para fijar el nivel de recorte es poco práctico. Otra posible solución consiste en añadir más diodos
de silicio, ya que cada uno de ellos produce una caída de tensión de 0,7V. Por ejemplo, la Figura 4.29a muestra tres
diodos en un recortador positivo. Como cada diodo tiene una tensión aproximada de 0,7
V, los tres producen un nivel
de recorte de, aproximadamente, 2,1 V. La aplicación no tiene por qué ser de conformación de onda. Podemos
usar el mismo circuito como un fijador (limitador) para proteger un circuito sensible que no puede tolerar más de
2,1 V de entrada.
La Figura 4.29d muestra otra manera de polarizar un recortador sin emplear baterías. Esta vez, empleamos un
divisor de tensión (R1 y R2) para establecer el nivel de polarización, que viene dado por la siguiente expresión:
Vpolarización ⴝ Vdc (4.18)
En este caso, la tensión de salida se recorta o limita cuando la entrada es mayor que Vpolarización 0,7 V.
La Figura 4.29c muestra un circuito fijador polarizado. Se puede emplear para proteger circuitos sensibles de
tensiones de entrada muy grandes. El nivel de polarización indicado es de 5 V, pero puede ser cualquier nivel que
Figura 4.29 (a) Recortador con tres tensiones de offset. (b) El divisor de tensión polariza al recortador. (c) Circuito fijador de protección para
tensiones por encima de 5,7 V. (d) El diodo D2 polariza a D1 para eliminar la tensión de offset.
(a)
(b)
+5 V
vin vout
2 k
1N914
(c)
vin
1 k
vin
+Vdc
vout
vout
Vpolarización
R2
R1
RS
(d)
1000 pF
+5 V
1 k
D1
100 k
vin vout
1 k
D2
R2

R1 ⴙ R2
1
V + 0,7
V1
2
V – 0,7
–
+VP
–VP
0 RL
RS
–
+ 0
+
–
D2
D1
V2

se desee. Con un circuito como éste, una tensión grande destructiva de 100 V nunca llegará a la carga, ya que el
diodo limita la tensión de salida a un valor máximo de 5,7 V.
En algunos casos, se emplea una variante como la mostrada en la Figura 4.29 d para eliminar la tensión de
offset del diodo limitador D1. La idea es la siguiente: el diodo D2 está polarizado para conducir, de manera que en
él caen aproximadamente 0,7 V. Estos 0,7 V se aplican a la resistencia de 1 k en serie con D1 y la resistencia de
100 k. Esto hace que el diodoD1 esté a punto de entrar en conducción. Por tanto, cuando llega una señal, el diodo
D1 conduce cerca de los 0 V.
4.11 Cambiador de nivel
El circuito fijador de diodo que hemos visto en la sección anterior protege a los circuitos sensibles. La función del
cambiador de nivel es diferente, aunque también fije un nivel de tensión, el cambiador de nivel suma una tensión
continua a la señal.
Cambiador de nivel positivo
La Figura 4.30a muestra la idea básica de un cambiador de nivel positivo. Cuando un cambiador positivo tiene una
onda sinusoidal a la entrada, añade una tensión continua positiva a la onda sinusoidal. Dicho de otra forma, el cambia-
dor de nivel positivo desplaza el nivel de referencia de alterna ( normalmente cero) hasta un nivel de continua. El efecto
es una tensión alterna centrada en un nivel de continua, es decir, cada punto de la
onda sinusoidal se ve desplazado hacia arriba, como se puede ver en la onda de sa-
lida.
La Figura 4.30b muestra una forma equivalente de ver el efecto de un cam-
biador de nivel positivo. Una fuente alterna excita la entrada del cambiador de
nivel. La tensión de Thevenin de la salida del cambiador de nivel es la super-
posición de una fuente de continua y de una fuente de alterna. Se suma a la
señal alterna una tensión continua Vp. Ésta es la razón de que la onda sinusoi-
dal completa de la Figura 4.30a se haya desplazado hacia arriba hasta alcanzar
un pico positivo de 2Vp y un pico negativo de cero.
La Figura 4.31 a muestra un cambiador de nivel positivo. Su funciona-
miento ideal es el siguiente: inicialmente, el condensador está descar gado. En
el primer semiciclo negativo de la tensión de entrada, el diodo conduce como
se muestra en la Figura 4.31b. En el pico negativo de la tensión alterna de fuente,
el condensador se ha cargado completamente y su tensión es Vp con la polaridad mostrada.
Un poco después del pico negativo, el diodo se abre, como se ve en la Figura 4.31 c. La constante de tiempo
RLC es, deliberadamente, mucho mayor que el período T de la señal. Definimos mucho mayor como al menos 100
veces más grande:
Figura 4.30 (a) El cambiador de nivel positivo desplaza hacia arriba la forma de onda. (b) El cambiador de nivel positivo añade una
componente continua a la señal.
(a)
(b)
+VP
0
–VP
0
CAMBIADOR
DE NIVEL
POSITIVO
+2VP
CAMBIADOR
DE NIVEL
POSITIVO
VP
VP
VP
–
+
116 Capítulo 4
INFORMACIÓN ÚTIL
Generalmente, los circuitos cambiadores
de nivel se emplean en receptores
analógicos de televisión para restaurar la
componente de continua de la señal de
vídeo antes de aplicarla al tubo de
imagen.

Figura 4.31 (a) Cambiador ideal de nivel positivo. (b) En el pico positivo. (c) Después del pico positivo. (d) El cambiador de nivel no es
perfecto.
Cambiador de nivel abrupto: RLC 100T (4.19)
Por esta razón, el condensador permanece casi completamente car gado durante el tiempo en el que el diodo no
conduce. En una primera aproximación, el condensador se comporta como una batería de Vp voltios. Por ello, la
tensión de salida en la Figura 4.31a es una señal desplazada positivamente. Cualquier cambiador de nivel que sa-
tisface la Ecuación (4.19) se denomina cambiador de nivel abrupto.
La idea es similar a como funciona un rectificador de media onda con un filtro con condensador a la entrada. En el
primer cuarto de ciclo, el condensador se car ga totalmente. Después, el condensador conserva casi toda su car ga
durante los subciclos siguientes. La pequeña carga que se pierde entre ciclos se reemplaza mediante la conducción
del diodo.
En la Figura 4.31c, el condensador cargado se comporta como una batería con una tensión deVp, que es la ten-
sión continua que se está sumando a la señal. Después del primer cuarto de ciclo, la tensión de salida ha cambiado
positivamente el nivel de continua de la señal sinuosidal respecto a un nivel de referencia de cero; es decir
, por en-
cima de 0 V.
La Figura 4.31d muestra el circuito como habitualmente se dibuja. Dado que en el diodo caen 0,7 V cuando
conduce, la tensión del condensador no llega a alcanzar la tensión Vp, por lo que el cambio de nivel no es perfecto
y los picos negativos tienen un nivel de referencia de 0,7 V.
Cambiador de nivel negativo
¿Qué sucede si se da la vuelta al diodo de la Figura 4.31d? Obtenemos el cambiador de nivel de continua negativo
de la Figura 4.32. Como puede ver, la polaridad de la tensión del condensador se invierte y el circuito se convierte
en un cambiador de nivel negativo. De nuevo, el cambiador no es perfecto porque los picos positivos tienen un
nivel de referencia de 0,7 V en un lugar de 0 V.
Para recordar hacia donde se mueve el nivel de continua de una señal, observe que el diodo apunta en la direc-
ción del desplazamiento. En la Figura 4.32, el diodo apunta hacia abajo, la misma dirección que el desplazamiento
de la onda sinusoidal. Esto nos dice que es un cambiador de nivel de continua negativo. En la Figura 4.31 a, el
diodo apunta hacia arriba, la forma de onda se desplaza hacia arriba y tenemos un cambiador de nivel de continua
positivo.
Figura 4.32 Cambiador de nivel negativo.
+VP
0
–VP
+0,7 V
0
⬇ –2VP
RL
C
(a) (b)
+VP
+VP
0
–VP
RL
C
0
+2 VP
RL
C
+
–
VP
–
+
VP
(c) (d)
RL
C
–
+
VP
+VP
0
–VP
RL 0
C 2VP
–0,7 V

Figura 4.33 Detector de pico a pico.
Ambos cambiadores de nivel, positivo y negativo, se utilizan frecuentemente. Por ejemplo, en los receptores
de televisión, se usa un cambiador de nivel para modificar el nivel de referencia de la señal de vídeo. También se
utilizan en circuitos de comunicaciones y de radar.
Una aclaración final: las imperfecciones de los circuitos recortadores y cambiadores de nivel comentadas an-
teriormente no constituyen un verdadero problema. Después de estudiar los amplificadores operacionales volvere-
mos sobre los recortadores y cambiadores de nivel de continua, y veremos lo fácil que es eliminar el problema de
la barrera de potencial. En otras palabras, estudiaremos circuitos que son casi perfectos.
Detector de pico a pico
Un rectificador de media onda con filtro con condensador a la entrada produce una tensión continua de salida
aproximadamente igual al pico de la señal de entrada. Cuando el mismo circuito usa un diodo de pequeña señal, se
denomina detector de pico. Normalmente, los detectores de pico operan a frecuencias que son muy superiores a
50 Hz. La salida de un detector de pico es útil en la realización de medidas, procesamiento de la señal y comuni-
caciones.
Si se conectan en cascada un cambiador de nivel de continua y un detector de pico, se obtiene un detector de
pico a pico (véase la Figura 4.33). Como puede observar, la salida de un cambiador de nivel se usa como entrada
a un detector de pico. La onda sinusoidal de entrada sufre un cambio de nivel de continua positivo; por tanto, la en-
trada al detector de picos tiene un valor de pico de 2Vp. Ésta es la razón por la que la salida del detector de pico es
un tensión continua igual a 2Vp.
Como siempre, la constante de tiempoRC tiene que ser mucho mayor que el período de la señal. Si se satisface
esta condición, tanto las operaciones de cambio de nivel como de detección de pico serán óptimas. El rizado de sa-
lida será, por tanto, pequeño.
Una aplicación de este circuito es la medida de señales no sinusoidales. Un voltímetro de alterna normal se ca-
libra para leer los valores eficaces de una señal alterna. Si prueba a medir una señal no sinusoidal, obtendrá una
lectura incorrecta con un voltímetro de alterna normal. Sin embar go, si se emplea la salida de un detector pico a
pico como entrada a un voltímetro de continua, se medirá la tensión pico a pico. Si la señal no sinusoidal varía entre
20 y 50 V, la lectura será de 70 V.
Un detector de pico a pico usa diodos de pequeña señal y opera a frecuencias altas. Empleando diodos rectifica-
dores y trabajando a 60 Hz, podemos conseguir un nuevo tipo de fuente de alimentación que recibe el nombre de
duplicador de tensión.
Duplicador de tensión
La Figura 4.34a muestra un duplicador de tensión. La configuración es la misma que la de un detector pico a pico,
excepto en que se usan diodos rectificadores y operan a 60 Hz. La sección del cambiador de nivel añade una com-
ponente continua a la tensión del secundario. El detector de pico produce entonces una tensión continua de salida
que es dos veces la tensión del secundario.
¿Por qué molestarse en usar un duplicador de tensión cuando podemos cambiar la relación de espiras para ob-
tener una tensión de salida mayor? La respuesta es que no es necesario emplear un duplicador de tensión para ten-
siones bajas. La única vez que se encontrará con problemas es cuando trate de generar tensiones de salida muy
altas.
⬇+2VP
2VP
V
P
V
+
P
0
–
RL
C
VP
+
–
+
–
C
+2VP
0
0
118 Capítulo 4

Figura 4.34 Multiplicadores de tensión con cargas flotantes. (a) Duplicador. (b) Triplicador. (c) Cuadriplicador.
Por ejemplo, la tensión de la red (en Estados Unidos) es de 120 V rms, o 170 V de pico. Si se intentan generar
3.400 V de continua, habrá que usar un transformador elevador con una relación de espiras 1:20. Aquí es donde
aparece el problema. Las tensiones en el secundario muy altas sólo se pueden obtener con transformadores gran-
des. En algún momento, el diseñador tendrá que decidir si es más simple usar un duplicador de tensión o un trans-
formador más pequeño.
Triplicador de tensión
Conectando otra sección, se obtiene el triplicador de tensión de la Figura 4.34 b. Las dos primeras secciones fun-
cionan como un duplicador. En el pico del semiciclo negativo,D3 está polarizado en directa, lo que hace queC3 se
cargue a 2Vp con la polaridad mostrada en la Figura 4.34b. La salida del triplicador aparece entre C1 y C3. La re-
sistencia de carga se puede conectar en paralelo con la salida del triplicador . Mientras la constante de tiempo sea
elevada, la tensión de salida será aproximadamente igual a 3Vp.
Cuadriplicador de tensión
La Figura 4.34c es un cuadriplicador de tensión con cuatro secciones conectadas encascada (una detrás de otra).
Las tres primeras secciones son un triplicador y la cuarta hace del circuito un cuadriplicador. El primer conden-
sador se carga a Vp. Todos los demás se cargan a 2Vp. La salida del cuadriplicador de toma en la conexión serie
de C2 y C4. Podemos conectar una resistencia de carga en paralelo con la salida del cuadriplicador para obtener
una salida de 4Vp.
En teoría, podemos añadir secciones de forma indefinida, pero el rizado empeora mucho con cada nueva sec-
ción. El incremento del rizado es otra razón por la que los multiplicadores de tensión (duplicadores, triplicado-
C1 D2
D1
(a)
(b)
(c)
C2 RL 2 VP
+
–
120 V
60 Hz
120 V
60 Hz
0
+2VP
C1
D2 D3
C2
D1
– +
– +
VP
C3
– +
2 VP
2 VP
SALIDA TRIPLE
120 V
60 Hz
C1
D2 D3
C2
D1
– +
– +
VP
C3
– +
2 VP
2 VP
D4
C4
– +
2 VP
SALIDA CUÁDRUPLE

res y cuadriplicadores) no se usan en las fuentes de alimentación de baja tensión. Como se ha mencionado ante-
riormente, los multiplicadores de tensión casi siempre se utilizan para generar tensiones altas, de cientos a miles
de voltios. Los multiplicadores de tensión son la elección natural para dispositivos que precisan tensiones altas y
corrientes pequeñas como los tubos de rayos catódicos (TRC) utilizados en los receptores de televisión,
osciloscopios y monitores de computadora.
Variantes
Todos los multiplicadores de tensiones mostrados en la Figura 4.34 emplean resistencias de car ga flotantes. Esto
significa que ninguno de los extremos de la car ga está conectado a tierra. Las Figuras 4.35 a, b y c muestran
variantes de los multiplicadores de tensión. La Figura 4.35 a simplemente añade masas al esquema de la Figu-
ra 4.34a. Por otro lado, las Figuras 4.35 b y c son rediseños del triplicador (Figura 4.34 b) y del cuadriplicador
(Figura 4.34c). En algunas aplicaciones, podrá ver diseños con car gas flotantes (tal como en los TRC); en otras,
podrá ver diseños con cargas conectadas a tierra.
Duplicador de tensión de onda completa
La Figura 4.35d muestra un duplicador de tensión de onda completa. Durante el semiciclo positivo de la tensión de
fuente, el condensador superior se car ga a la tensión de pico con la polaridad mostrada. Durante el semiciclo si-
guiente, el condensador inferior se carga a la tensión de pico con la polaridad indicada. Con una car ga pequeña, la
tensión de salida final es aproximadamente igual a 2Vp.
Los multiplicadores de tensión mencionados anteriormente son diseños de media onda; es decir, la frecuencia
de rizado de salida es de 60 Hz. Por el contrario, el circuito de la Figura 4.35d recibe el nombre de duplicador de
tensión de onda completa porque cada uno de los condensadores de salida se car
ga durante cada semiciclo. Debido
a esto, el rizado de salida es de 120 Hz. Esta frecuencia de rizado es una ventaja al ser más fácil de filtrar
. Otra ven-
taja del duplicador de onda completa es que la tensión inversa máxima (PIV) de los diodos sólo requiere ser mayor
que Vp.
120 Capítulo 4
Resumen
DE MEDIA ONDA
El rectificador de media onda tiene un
diodo en serie con una resistencia de carga.
La tensión en la carga es una señal de
media onda. La tensión media o continua
de un rectificador de media onda es igual al
31,8 por ciento de la tensión de pico.
Normalmente, el transformador de entra-
da es un transformador reductor en el que
la tensión se reduce y la corriente se incre-
menta. La tensión en el secundario es igual
a la tensión en el primario dividida entre la
relación de espiras.
DE ONDA COMPLETA
El rectificador de onda completa utiliza un
transformador reductor con conexión
intermedia, junto con dos diodos y una
resistencia de carga. La tensión en la carga
es una señal de onda completa con un
valor de pico igual a la mitad de la tensión
del secundario. La tensión media o
continua a la salida del rectificador de
onda completa es igual al 63,6 por ciento
de la tensión de pico, y la frecuencia de
rizado es igual a 120 Hz en lugar de 60 Hz.
EN PUENTE
El rectificador en puente utiliza cuatro
diodos. La tensión en la carga es una señal
de onda completa con un valor de pico
igual a la tensión de pico del secundario. La
tensión media o continua en la carga es
igual al 63,6 por ciento de la tensión de
pico, y la frecuencia de rizado es 120 Hz.
EL filtro de choque es un divisor de tensión
LC en el que la reactancia inductiva es
mucho mayor que la reactancia capacitiva.
Este tipo de filtro permite que el valor
medio de la señal rectificada pase a la
SEC. 4.6 FILTRO CON
CONDENSADOR
A LA ENTRADA
Este tipo de filtro permite que el valor de
pico de la señal rectificada pase a la resis-
tencia de carga. Con un condensador
grande, el rizado es pequeño, típicamente
menor que el 10 por ciento de la tensión
continua. El filtro con condensador a la
entrada es el más ampliamente utilizado
en las fuentes de alimentación.
SEC. 4.7 TENSIÓN INVERSA
DE PICO Y CORRIENTE
INICIAL
La tensión inversa de pico es la tensión
máxima que aparece en el diodo que no
conduce de un circuito rectificador. Esta
tensión debe ser menor que la tensión de
disrupción del diodo. La corriente inicial es
la corriente breve pero elevada que existe
cuando el circuito se conecta por primera
vez a la alimentación. Esta corriente es así
porque el condensador del filtro tiene que
cargarse a la tensión de pico durante el
primer ciclo o, a lo sumo, durante los pri-
meros ciclos.
SEC. 4.8 OTRAS CUESTIONES
SOBRE LAS FUENTES
DE ALIMENTACIÓN
Normalmente, los transformadores reales
especifican la tensión del secundario para

Figura 4.35 Multiplicadores de tensión con cargas conectadas a tierra, excepto el duplicador de onda completa. (a) Duplicador.
(b) Triplicador. (c) Cuadriplicador. (d) Duplicador de onda completa.
VP
D1
D2
2VP
– +
+
–
(a)
(b)
(c)
2VP
VP
– +
+
–
3VP
RL
+
–
RL
D1
D2
C2 VP
+
–
2VP
+
–
RL
(d)
3VP
VP
– +
+
–
4VP RL
+
–
2VP
+
–
C1 VP
+
–
una determinada corriente de carga. Para
calcular la corriente en el primario se
puede suponer que la potencia de entrada
es igual a la potencia de salida. Para
proteger el circuito de la corriente inicial,
se usan normalmente fusibles de fundido
lento. La corriente media del diodo en un
rectificador de media onda es igual a la
corriente continua en la carga. En un rec-
tificador de onda completa o en un
rectificador en puente, la corriente media
en cualquier diodo es la mitad de la
corriente continua en la carga. Ocasional-
mente, se pueden emplear filtros RC y LC
para filtrar la salida rectificada.
SEC. 4.9 DETECCIÓN
DE AVERÍAS
Algunas de las medidas que se pueden
hacer en un filtro con condensador a la
entrada son: la tensión continua de salida,
la tensión en el primario, la tensión en el
secundario y el rizado. A partir de éstas, se
pueden deducir las posibles averías. Los
diodos abiertos reducen la tensión de sali-
da a cero. Si el condensador del filtro está
abierto la salida se reduce al valor medio
de la señal rectificada.
SEC. 4.10 RECORTADORES Y
LIMITADORES
Un recortador conforma la señal; recorta
las partes positivas o negativas de la señal.

122 Capítulo 4
El recortador o circuito fijador protege
circuitos sensibles de entradas demasiado
grandes.
SEC. 4.11 CAMBIADORES
DE NIVEL
El cambiador de nivel de continua desplaza
una señal positiva o negativamente aña-
diendo una tensión continua a la señal. El
detector de pico a pico genera una tensión
en la carga igual al valor de pico a pico.
SEC. 4.12 MULTIPLICADORES
DE TENSIÓN
El duplicador de tensión es un rediseño del
detector de pico a pico. Utiliza diodos rec-
tificadores en lugar de diodos de pequeña
señal. Produce una salida igual a dos veces
el valor de pico de la señal rectificada. Los
triplicadores y cuatriplicadores de tensión
multiplican el pico de entrada por un
factor de 3 y 4, respectivamente. El princi-
pal uso de estos dispositivos son las
fuentes de alimentación de alta tensión.
Definiciones
(4.14) Relación de espiras:

V1

V2
N1

N2
V1 V2
N1:N2
(4.17) Recortador abrupto:
100RB RS 0,01RL
RB
RS
RL
Derivaciones
(4.1) Media onda ideal:
Vp(out) Vp(in)
(4.2) Media onda:
Vdc
(4.3) Media onda:
fout fin
(4.4) Media onda (segunda aproximación):
2ª APROXIMACIÓN
VP(out)
VP(in)
fout
fin
Vp

VP
Vdc
IDEAL
VP(out)
VP(in)
(4.5) Transformador ideal:
V2
(4.6) Onda completa:
Vdc
fout 2fin
(4.8) En puente (segunda aproximación):
VP(out)
VP(in)
fout
fin
2Vp

V1
VP
Vdc
V1

N1/N2
V1 V2
N1:N2
(4.19) Cambiador de nivel abrupto:
RLC 100T
C
RL

(4.9) Filtro de choque:
Vout ⬇ Vin
(4.10) Rizado de pico a pico:
VR
(4.11) Media onda:
PIV 2Vp
PIV Vp
VP
– +
PIV
CORTOCIRCUITO
+
–
VP VP
– +
PIV
–
+
+
–
I

fC
RECTIFICADOR
f C
I
VR
XC

XL
Vout
XC
XL
Vin
(4.13) En puente:
PIV Vp
(4-15) Media onda:
Idiodo Idc
(4.16) Onda completa y en puente:
Idiodo 0,5Idc
(4.18) Recortador polarizado:
Vpolarización
R1
R2
R2
Vdc
RS
Vin Vout
+Vpolarización
+Vdc
R1
R2
RESTO
DEL
CIRCUITO
Idiodo
Idc
Idc
Idiodo
VP
–
+
PIV
CORTOCIRCUITO
+
–
Cuestiones
1. Si N1/N2
4 y la tensión del
primario es igual a 120 V, ¿cuál es
la tensión en el devanado del
secundario?
a. 0 V
b. 30 V
c. 60 V
d. 480 V
2. En un transformador reductor,
¿cuál es la tensión más grande?
a. La tensión del primario
b. La tensión del secundario
c. Ninguna
d. No hay respuesta
3. Un transformador tiene una rela-
ción de espiras 2⬊
⬊1. ¿Cuál es la
tensión de pico del secundario si se
aplican 115 V rms al devanado del
primario?
a. 57,5 V
b. 81,3 V
c. 230 V
d. 325 V
4. Con una tensión rectificada de me-
dia onda en la resistencia de carga,
¿en qué parte del ciclo fluye co-
rriente por la carga?
a. 0°
b. 90°
c. 180°
d. 360°
5. Suponga que la tensión de la red
puede ser tan baja como 105 V rms
o tan alta como 125 V rms en un
rectificador de media onda. Con un
transformador reductor que tiene
una relación de espiras 5⬊
⬊1, la
tensión de pico mínima en la carga
se aproxima a
a. 21 V
b. 25 V
c. 29,7 V
d. 35,4 V
6. La tensión de salida en un rectifi-
cador en puente es una
a. señal de media onda
b. señal de onda completa
c. señal rectificada
d. onda sinusoidal
7. Si la tensión de la red es 115 V rms,
y la relación de espiras es 5⬊
⬊1, la
tensión eficaz en el secundario
será aproximadamente igual a
a. 15 V
b. 23 V
c. 30 V
d. 35 V

8. ¿Cuál es la tensión de pico en la
carga en un rectificador de onda
completa si la tensión del secun-
dario es de 20 V eficaces?
a. 0 V
b. 0,7 V
c. 14,1 V
d. 28,3 V
9. Deseamos obtener una tensión de
pico en la carga de 40 V a la salida
de un rectificador en puente. ¿Cuál
es el valor eficaz aproximado de la
tensión del secundario?
a. 0 V
b. 14,4 V
c. 28,3 V
d. 56,6 V
10. Teniendo en la resistencia de carga
una tensión de onda completa, ¿en
qué parte de un ciclo fluye corrien-
te por la carga?
a. 0°
b. 90°
c. 180°
d. 360°
11. ¿Cuál es la tensión de pico en la
carga de un rectificador en puente
para una tensión de secundario de
12,6 V rms? (utilice la segunda
aproximación).
a. 7,5 V
b. 16,4 V
c. 17,8 V
d. 19,2 V
12. Si la frecuencia de la red eléctrica
es de 60 Hz, la frecuencia de salida
de un rectificador de media onda
es
a. 30 Hz
b. 60 Hz
c. 120 Hz
d. 240 Hz
13. Si la frecuencia de la red es 60 Hz,
la frecuencia de salida de un recti-
ficador en puente es
a. 30 Hz
b. 60 Hz
c. 120 Hz
d. 240 Hz
14. Con la misma tensión de secun-
dario y filtro, ¿cuál de los siguien-
tes tiene más rizado?
aumenta la tensión de secundario,
la tensión en la carga
a. disminuirá
b. no variará
c. aumentará
21. Si la capacidad del filtro aumenta,
el rizado
a. disminuirá
b. no variará
c. aumentará
22. Un circuito que elimina las partes
positivas o negativas de una forma
de onda se denomina
a. cambiador de nivel
b. recortador
c. circuito fijador
d. limitador
23. Un circuito que añade una tensión
continua positiva o negativa a una
onda sinusoidal de entrada se
denomina
a. cambiador de nivel
b. recortador
c. circuito fijador
d. limitador
24. Para que un circuito cambiador de
nivel funcione correctamente, su
constante de tiempo RLC tiene que
ser
a. igual al período T de la señal
b. 10 veces mayor que el período T de
la señal
c. 100 veces mayor que el período T
de la señal
d. 10 veces menor que el período T de
la señal
25. Los circuitos multiplicadores de
tensión son los mejores circuitos
para generar
a. tensiones y corrientes bajas
b. tensiones bajas y corrientes altas
c. tensiones altas y corrientes bajas
d. tensiones y corrientes altas
a. Rectificador de media onda
b. Rectificador de onda completa
c. Rectificador en puente
15. Con la misma tensión de secun-
dario y filtro, ¿cuál de los siguien-
tes genera la menor tensión de
carga?
16. Si la corriente filtrada por la carga
es de 10 mA, ¿cuál de los siguien-
tes tiene una corriente de diodo de
10 mA?
17. Si la corriente de carga es 5 mA y el
condensador del filtro tiene un
valor de 1000 F, ¿cuál es el rizado
de pico a pico en la salida de un
rectificador en puente ?
a. 21,3 pV
b. 56,3 nV
c. 21,3 mV
d. 41,7 mV
18. Cada uno de los diodos de un recti-
ficador en puente puede soportar
una corriente continua máxima de
2 A. Esto significa que la corriente
continua por la carga puede tener
un valor máximo de
a. 1 A
b. 2 A
c. 4 A
d. 8 A
19. ¿Cuál es tensión inversa de pico
(PIV) en cada uno de los diodos de
un rectificador en puente con una
tensión de secundario de 20 V
eficaces?
a. 14,1 V
b. 20 V
c. 28,3 V
d. 34 V
20. Si en un rectificador en puente con
filtro con condensador a la entrada
124 Capítulo 4

Problemas
SEC. 4.1 EL RECTIFICADOR DE MEDIA ONDA
4.1 En la Figura 4.36a, ¿cuál es la tensión de pico de salida si el
diodo es ideal? ¿Y el valor medio? ¿Y el valor de continua?
Dibuje la forma de onda de salida.
Figura 4.36
4.36b.
4.3 ¿Cuál es la tensión de pico de salida en el circuito de la
Figura 4.36a utilizando la segunda aproximación del diodo?
¿Y el valor medio? ¿Y el valor de continua? Dibuje la forma
de onda de salida.
4.36b.
es 120 V rms.
es 120 V rms.
salida en el circuito de la Figura 4.37 utilizando un diodo
ideal.
50 V
60 Hz
(a)
(b)
4,7 k
15 V
60 Hz
1 k
Figura 4.37
salida en el circuito de la Figura 4.37 utilizando la segunda
aproximación.
SEC. 4.3 EL RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA
4.9 Un transformador con conexión central y una tensión de
entrada de 120 V tiene una relación de espiras de 4⬊1. ¿Cuál
es la tensión rms en la mitad superior del devanado del
secundario? ¿Y la tensión de pico? ¿Cuál es la tensión rms en
la mitad inferior del devanado del secundario?
4.10 ¿Cuál es la tensión de pico de salida en la Figura 4.38 si los
onda de salida.
4.11 Repita el problema anterior utilizando la segunda aproxi-
mación.
Figura 4.38
SEC. 4.4 EL RECTIFICADOR EN PUENTE
4.12 En la Figura 4.39, ¿cuál es la tensión de pico de salida si los
onda de salida.
4.13 Repita el problema anterior utilizando la segunda apro-
ximación.
RL
680
V1 V2
120 V
60 Hz
8:1
V1 V2
8:1
470
120 V
60 Hz
Figura 4.39
RL
3,3 k
7:1
120 V
60 Hz
D1
D2

126 Capítulo 4
4.14 Si la tensión de la red en la Figura 4.39 varía de 105 a
125 V rms, ¿cuál es la tensión continua de salida mínima? ¿Y
la máxima?
4.15 Una señal de media onda con un pico de 20 V es la entrada
a un filtro de choque. Si XL 1 k y XC 25 , ¿cuál es el
rizado de pico a pico aproximado en el condensador?
4.16 Una señal de onda completa con un pico de 14 V es la
entrada a un filtro de choque. Si XL 2 k y XC 50 ,
¿cuál es el rizado de pico a pico aproximado en el
condensador?
SEC. 4.6 FILTRO CON CONDENSADOR
A LA ENTRADA
4.17 ¿Cuál es la tensión continua de salida y el rizado en la Figura
4.40a? Dibuje la forma de onda de salida.
4.18 En la Figura 4.40b, calcule la tensión continua de salida y el
rizado.
4.19 ¿Qué ocurre con el rizado en el circuito de la Figura 4.40a si
el valor de la capacidad se reduce a la mitad?
4.20 En la Figura 4.40b, ¿qué ocurre con el rizado si la resistencia
se reduce a 500 ?
4.21 ¿Cuál es la tensión continua de salida en la Figura 4.41? ¿Y
el rizado? Dibuje la forma de onda de salida.
4.22 Si en el circuito de la Figura 4.41 la tensión de la red
disminuye a 105 V, ¿cuál será la tensión continua de salida?
SEC. 4.7 TENSIÓN INVERSA DE PICO
Y CORRIENTE INICIAL
4.23 ¿Cuál es la tensión inversa de pico en la Figura 4.41?
4.24 Si la relación de espiras cambia a 3⬊1 en la Figura 4.41, ¿cuál
será la tensión inversa de pico?
SEC. 4.8 OTRAS CUESTIONES SOBRE LAS
FUENTES DE ALIMENTACIÓN
4.25 Un F-25X reemplaza al transformador de la Figura 4.41. ¿Cuál
es la tensión de pico aproximada en el devanado del
secundario? ¿Y la tensión continua de salida? ¿Está
funcionando el transformador a su máxima corriente de
salida? ¿La tensión continua de salida será mayor o menor
que la normal?
10 k
V1 V2
120 V
60 Hz
8:1
1N4001
–
+
(a)
2,2 k
120 V
60 Hz
68 µF
47 µF
–
+
(b)
7:1
Figura 4.40
470 µF 1 k
V1 V2
120 V
60 Hz
9:1
–
+
Figura 4.41

4.26 ¿Cuál es la corriente por el primario en la Figura 4.41?
4.27 ¿Cuál es la corriente media a través de cada uno de los
diodos de la Figuras 4.40a y 4.40b?
4.28 ¿Cuál es la corriente media a través de cada uno de los
diodos de la Figura 4.41?
4.29 Si el condensador del filtro de la Figura 4.41 está en abierto,
¿cuál es la tensión continua de salida?
4.30 Si sólo está abierto un diodo en el circuito de la Figura 4.41,
¿cuál es la tensión continua de salida?
4.31 Si alguien monta el circuito de la Figura 4.41 con el
condensador electrolítico al revés, ¿que tipo de avería se
producirá con toda probabilidad?
4.32 Si la resistencia de carga de la Figura 4.41 está en abierto,
¿qué cambios se producirán en la tensión de salida?
Figura 4.42
50 V
1 k
vin
RS
CIRCUITO
SENSIBLE
(a)
(b)
(c)
(d)
RL
24 V
RS
RL
20 V
1 k
1 k
+15 V
6,8 k
vout
SEC. 4.10 RECORTADORES Y LIMITADORES
4.33 En la Figura 4.42a, dibuje la forma de onda de salida. ¿Cuál
es la tensión positiva máxima? ¿Y la tensión negativa?
4.42b.
4.35 El circuito fijador de la Figura 4.42c protege el circuito
sensible. ¿Cuáles son los niveles límite?
4.36 En la Figura 4.42d, ¿cuál es la tensión positiva de salida
máxima? ¿Y la tensión negativa de salida máxima? Dibuje la
forma de onda de salida.
4.37 Si la señal sinusoidal de la Figura 4.42d es de sólo 20 mV, el
circuito se comportará como un circuito fijador en lugar de
como un recortador polarizado. En este caso, ¿cuál es el
rango protegido de la tensión de salida?
SEC. 4.11 CAMBIADORES DE NIVEL
4.38 Para el circuito de la Figura 4.43a, dibuje la forma de onda
de salida. ¿Cuál es la tensión positiva máxima? ¿Y la tensión
negativa máxima?
4.39 Repita el problema anterior para la Figura 4.43b.
4.40 Dibuje la forma de onda de salida del cambiador de nivel y
la salida final del circuito de la Figura 4.43c. ¿Cuál es la
tensión continua de salida si los diodos son ideales? ¿Y
aplicando la segunda aproximación?
SEC. 4.12 MULTIPLCADORES DE TENSIÓN
4.41 Calcular la tensión continua de salida en la Figura 4.44a.
4.42 ¿Cuál es la salida del triplicador de la Figura 4.44b?
4.43 ¿Cuál es la salida del cuatriplicador de la Figura 4.44c?
Figura 4.43
(a)
(b)
15 V
RL
(c)
20 V
RL
C
30 V
RL

128 Capítulo 4
4.44 Si uno de los diodos del circuito de la Figura 4.41 se
cortocircuita, ¿cuál será el resultado más probable?
4.45 La fuente de alimentación de la Figura 4.45 proporciona
dos tensiones de salida. ¿Cuáles son sus valores aproxi-
mados?
4.46 Se añade una resistencia inicial de 4,7 al circuito de la
Figura 4.45. ¿Cuál es el máximo valor posible de la corriente
inicial?
4.47 Una tensión de onda completa presenta un valor de pico de
15 V. Alguien le proporciona un libro de tablas trigono-
métricas, con el fin de que pueda buscar el valor de una
onda sinusoidal a intervalos de 1°. Describa cómo se podría
demostrar que el valor medio de una señal sinusoidal
completa es el 63,6 por ciento del valor de pico.
4.48 Cuando el interruptor está en la posición indicada en la
Figura 4.46, ¿cuál es la tensión de salida? Si el interruptor se
coloca en la posición contraria, ¿cuál será la tensión de
salida?
4.49 Si Vin es 40 V rms en la Figura 4.47 y la constante de tiempo
RC es muy grande comparada con el período de la tensión
de la fuente, ¿a qué será igual Vout? ¿Por qué?
Figura 4.45
120 V
60 Hz
1:10
RL
D1
C1 D2
C2
(a)
(b)
(c)
2VP
+
–
1:5
D1 D3
D2
C1
SALIDA TRIPLE
C3
+
– +
–
C2
+
–
1:7
D1 D2
C1
SALIDA CUÁDRUPLE
C3
D3
+
–
D4
+
–
C2
+
–
C4
+
–
Figura 4.44
120 V
60 Hz
8:1
C 200
C 200
+
–
+
–

4.50 La Figura 4.48 muestra un rectificador en puente junto con una tabla que especifica los valores normales de
funcionamiento y de ocho averías (T1–T8). Localice las ocho averías.
D E T E C C I Ó N D E A V E R Í A S
V1 V2 VL VR f RL C1 F1
Normal 115 12,7 18 0,3 120 1k Correcto Correcto
T1 115 12,7 11,4 18 120 1k Correcto
T2 115 12,7 17,7 0,6 60 1k Correcto Correcto
T3 0 0 0 0 0 0 Correcto
T4 115 12,7 0 0 0 1k Correcto Correcto
T5 0 0 0 0 0 1k Correcto
T6 115 12,7 18 0 0 Correcto Correcto
T7 115 0 0 0 0 1k Correcto Correcto
T8 0 0 0 0 0 1k 0
C1
470 µF
RL
1 k
V1
F1
V2
VL
–
+
G
K
RL
C
120 V
60 Hz
8:1
C
Vout
Vin
+
–
R
C
Figura 4.46
Figura 4.47

130 Capítulo 4
1. b 17. d
2. a 18. c
3. b 19. c
4. c 20. c
5. c 21. a
6. b 22. b
7. b 23. a
8. c 24. c
9. c 25. c
10. d
11. b
12. b
13. c
14. a
15. b
16. a
1. Aquí tiene lápiz y papel. Dígame cómo funciona un rectifi-
cador en puente con filtro con condensador a la entrada. En
su explicación, incluya un esquemático y las formas de onda
en distintos puntos del circuito.
2. Suponga que en el laboratorio hay un rectificador en puente
filtro con condensador a la entrada y no funciona. Dígame
cómo detectaría los fallos. Indique qué tipo de instru-
mentos utilizaría y cómo aislaría los fallos más comunes.
3. Una corriente o una tensión excesiva puede destruir los
diodos de una fuente de alimentación. Dibuje un rectificador
en puente con filtro con condensador a la entrada y dígame
cómo la corriente o la tensión pueden destruir un diodo.
Explíqueme lo mismo pero para una tensión inversa excesiva.
4. Dígame todo lo que sepa sobre recortadores, cambiadores de
nivel y circuitos fijadores. Muéstreme las formas de onda
típicas, los niveles de recorte, los niveles de los cambiadores de
nivel y los niveles de protección.
5. Deseo que me explique cómo funciona un detector de pico a
pico. Después, dígame en qué se parecen y en qué se diferen-
cian un duplicador de tensión y un detector de pico a pico.
6. ¿Cuál es la ventaja de utilizar un rectificador en puente en una
fuente de alimentación en oposición a emplear un rectificador
de media onda o de onda completa? ¿Por qué el rectificador
en puente es más eficiente que los otros?
7. ¿En qué aplicación de las fuentes de alimentación es preferible
utilizar un filtro LC en lugar de un filtro RC? ¿Por qué?
8. ¿Cuál es la relación entre un rectificador de media onda y un
rectificador de onda completa?
9. ¿Bajo qué circunstancias es apropiado utilizar un multiplica-
dor de tensión como parte de una fuente de alimentación?
10. Se supone que una fuente de alimentación continua tiene
una salida de 5 V. Con un voltímetro de continua se miden
exactamente 5 V en la salida de la fuente. ¿Es posible que esta
fuente de alimentación tenga algún problema? En caso
afirmativo, ¿cómo detectaría la avería?
11. ¿Por qué utilizaría un multiplicador de tensión en lugar de un
transformador con una relación de espiras muy alta y un
rectificador normal?
12. Enumere las ventajas y desventajas del filtro RC y del filtro
LC.
13. Mientras está buscando las averías de una fuente de alimen-
tación, encuentra una resistencia quemada. Realiza una
medida que demuestra que la resistencia es un circuito
abierto. ¿Debería reeemplazar la resistencia y conectar a
continuación la fuente de alimentación? Si su respuesta es no,
¿qué haría a continuación?
14. En un rectificador en puente, enumere tres posibles fallos y los
correspondientes síntomas de cada uno de ellos.

4.1 Vdc = 6,53 V
4.2 Vdc = 27 V
4.3 Vp(in) = 12 V;
Vp(out) = 11,3 V
4.5 Vp(out) ideal = 34 V.
Segunda aproximación = 32,6 V
4.7 VL = 17 V;
VR = 0,71 Vpp
4.9 VR = 0,165 Vpp
4.10 1N4002 o 1N4003 para un factor de seguridad de 2

Capítulo
5
Los diodos rectificadores son el tipo más común de diodo. Se emplean
en las fuentes de alimentación para convertir la tensión alterna en
tensión continua. Pero la rectificación no es todo lo que un diodo
puede hacer. En este capítulo vamos a ver cómo se usan los diodos en
otras aplicaciones. Comenzaremos con el diodo zener, que está
optimizado para aprovechar sus propiedades de disrupción. Los diodos
zener son muy importantes porque son la clave en los mecanismos de
regulación de la tensión. El capítulo también se ocupa de los diodos
optoelectrónicos, diodos Schottky, varactores y otros tipos.
132

133
ánodo común
cátodo común
coeficiente de temperatura
diodo de recuperación en
escalón
diodo láser
diodo opuesto
diodo PIN
diodo regulador de corriente
diodo Schottky
diodo túnel
diodo zener
display de siete segmentos
efecto zener
factor de ajuste
fotodiodo
LED (diodo emisor de luz )
optoacoplador
optoelectrónica
pre-regulator
región de fugas
regulador zener
resistencia negativa
resistencia zener
varactor
varistor
Vocabulario
5.1 El diodo zener
5.3 Segunda aproximación del diodo
zener
5.4 Punto límite de funcionamiento
del zener
características
5.7 Rectas de carga
5.8 Dispositivos optoelectrónicos
5.10 El varactor
5.11 Otros diodos
Objetivos
capaz de:
■ Mostrar cómo se utiliza el diodo zener
y calcular los distintos valores
relacionados con su funcionamiento.
■ Enumerar los dipositivos optoelec-
trónicos y describir cómo funcionan.
■ Describir dos ventajas de los diodos
Schottky respecto de los diodos
comunes.
■ Explicar cómo funciona un varactor.
■ Establecer el principal uso del varistor.
■ Enumerar cuatro elementos de interés
que los técnicos pueden encontrar en
la hoja de características de un diodo
zener.
■ Enumerar y describir la función básica
de otros diodos semiconductores .

5.1 El diodo zener
Los diodos rectificadores y los diodos de pequeña señal nunca trabajan de forma intencionada en la región de
disrupción, ya que podrían resultar dañados. Undiodo zener es diferente; es un diodo de silicio que el fabricante ha
optimizado para trabajar en la región de disrupción. El diodo zener es la columna vertebral de los reguladores de ten-
sión, circuitos que mantienen prácticamente constante la tensión en la carga a pesar de las variaciones en la tensión
de la red y en la resistencia de carga.
Gráfica I-V
La Figura 5.1a muestra el símbolo esquemático de un diodo zener; la Figura 5.1b muestra un símbolo alternativo.
En ambos símbolos, las líneas parecen una z, lo que quiere indicar que se trata de un diodo “zener .” Variando el
nivel de dopaje de los diodos de silicio, un fabricante puede obetener diodos zener con tensiones de disrupción de
entre aproximadamente 2 hasta 1000 V. Estos diodos pueden operar en cualquiera de las tres regiones: directa, de
fugas y de disrupción.
La Figura 5.1c muestra la gráfica I-V (corriente-tensión) de un diodo zener. En la región directa, comienza a
conducir para una tensión de unos 0,7 V, igual que un diodo de silicio normal. En la región de fugas (entre cero y
la tensión de disrupción), sólo circula una pequeña corriente inversa. En un diodo
zener, la región de disrupción peresenta un codo muy abrupto, seguido por un
incremento casi vertical de la corriente. Observe que la tensión se mantiene
prácticamente constante y es aproximadamente igual aVZ en casi toda la región
de disrupción. Habitualmente, las hojas de características especifican el valor de
VZ para una determinada corriente de prueba IZT.
La Figura 5.1c también especifica la corriente inversa máximaIZM. Mientras
que la corriente inversa sea menor que IZM, el diodo operará dentro de su zona
de seguridad. Si la corriente se hace mayor que IZM, el diodo se destruirá. Para
impedir una corriente inversa excesiva, debe utilizarse una resistencia limita-
dora de corriente (lo que veremos más adelante).
Figura 5.1 Diodo zener. (a) Símbolo esquemático. (b) Símbolo alternativo. (c) Gráfica corriente-tensión. (d) Diodos zener típicos.
V
I
(c)
(b)
(a)
–VZ
–IZ T
–IZ M
Encapsulado de vidrio DO-35
LA BANDA DE COLOR INDICA
EL CÁTODO
Encapsulado de vidrio DO-41
LA BANDA DE COLOR INDICA
EL CÁTODO
SOD-123
(d)
© Brian Moeskau/Brian Moeskau Photography © Brian Moeskau/Brian Moeskau Photography © Brian Moeskau/Brian Moeskau Photography
134 Capítulo 5
INFORMACIÓN ÚTIL
Al igual que en los diodos conven-
cionales, los fabricantes colocan una
banda en el cátodo del diodo zener
para identificar el terminal.

Resistencia zener
En la tercera aproximación de un diodo de silicio, la tensión directa que cae en un diodo es igual a la tensión um-
bral más la tensión adicional que cae en la resistencia interna.
De forma similar, en la región de disrupción, la tensión inversa que cae en un diodo es igual a la tensión de
disrupción más la tensión adicional que cae en la resistencia interna. En la región inversa, la resistencia interna se
denomina resistencia zener. Esta resistencia es igual a la inversa de la pendiente en la región de disrupción. En
otras palabras, cuanto más vertical es la región de disrupción, menor es la resistencia zener.
En la Figura 5.1 c, la resistencia zener indica que un incremento de la corriente inversa produce un ligero
incremento de la tensión inversa. Este incremento de tensión es muy pequeño, normalmente de sólo unas décimas
de voltio. Este ligero incremento puede ser importante a la hora de definir el diseño, pero no lo es cuando se de-
tectan averías o se hace un análisis preliminar. A menos que se diga lo contrario, en nuestras explicaciones ignora-
remos la resistencia zener. La Figura 5.1(d) muestra algunos diodos zener típicos.
Regulador zener
A veces, al diodo zener se le llamadiodo regulador de tensión porque mantiene una tensión de salida constante in-
cluso cuando la corriente que le recorre varía. Como se muestra en la Figura 5.2
a, en la zona de operación normal,
el diodo zener tiene que estar polarizado en inversa. Además, para operar en la región de disrupción, la tensión de
la fuente VS tiene que ser mayor que la tensión de disrupción del zener VZ. Siempre se utiliza una resistencia serie
RS para limitar la corriente del zener a una corriente menor que su máxima corriente de operación. Por otro lado,
el diodo zener se quemará, como cualquier otro dispositivo si su disipación de potencia es excesiva.
La Figura 5.2b muestra una forma alternativa de dibujar el circuito incluyendo las conexiones a tierra. Cuando
un cicuito tiene tierra, podemos medir las tensiones con respecto a tierra.
Por ejemplo, suponga que queremos saber qué tensión cae en la resistencia serie de la Figura 5.2
b. Vamos a ver
una forma de hallarla cuando se tiene ya el circuito construido. En primer lugar, se mide la tensión entre el termi-
nal izquierdo de RS y tierra. En segundo lugar, se mide la tensión entre el terminal derecho de RS y tierra. Por úl-
timo, se restan las dos tensiones para obtener la tensión que cae enRS. Si se dispone de un voltímetro flotante o de
un multímetro digital, puede conectarse directamente en paralelo con la resistencia serie.
La Figura 5.2c muestra la salida de una fuente de alimentación conectada a una resistencia serie y a un diodo
zener. Este circuito se utiliza cuando se desea una tensión continua de salida menor que la salida de la fuente de
alimentación. Un circuito como éste es un regulador de tensión zener, o simplemente regulador zener.
La ley de Ohm
En la Figura 5.2, la tensión en la resistencia serie o limitadora de corriente es igual a la diferencia entre la tensión
de la fuente y la tensión del zener. Por tanto, la corriente que circula por la resistencia es:
IS ⴝ (5.1)
Una vez que se conoce el valor de la corriente serie, también se conoce el valor de la corriente del zener
, ya que el cir-
cuito de la Figura 5.2 es un circuito serie. Observe que IS tiene que ser menor que IZM.
Diodo zener ideal
Para la detección de averías y los análisis preliminares, podemos aproximar la región de disrupción a una línea
vertical. Por tanto, la tensión es constante incluso cuando la corriente varía, lo que es equivalente a ignorar la
Figura 5.2 Regulador zener. (a) Circuito básico. (b) El mismo circuito con tierra. (c) La fuente de alimentación excita al regulador.
(c)
(b)
(a)
RS
+
–
VS
RECTIFICADOR
EN PUENTE
CON FILTRO
CONDENSADOR
A LA ENTRADA
–
+
RS VZ
VS
–
+
VZ
–
+
–
+
VS
RS
VZ
–
+
VS ⴚ VZ
ᎏ
RS
Diodos de propósito especial 135

Figura 5.3 Aproximación ideal de un diodo zener.
resistencia del zener. La Figura 5.3 muestra la aproximación ideal de un diodo zener. Esto significa que un diodo
zener operando en la región de disrupción idealmente se comporta como una batería. En un circuito, esto quiere
decir que puede reemplazar mentalmente un diodo zener por una fuente de tensión
VZ, suponiendo que el zener esté
funcionando en la región de disrupción.
=
–
+
136 Capítulo 5
Ejemplo 5.1
Suponga que el diodo zener de la Figura 5.4 a tiene una tensión de disrupción de 10 V. ¿Cuáles son las corrientes
del zener máxima y mínima?
Figura 5.4 Ejemplo.
SOLUCIÓN La tensión aplicada puede variar entre 20 y 40V. Idealmente, un diodo zener se comporta como la ba-
tería mostrada en la Figura 5.4b. Por tanto, la tensión de salida es de 10 V para cualquier tensión de fuente compren-
dida entre 20 y 40 V.
La corriente mínima se obtiene cuando la tensión de la fuente es mínima. En este caso, tenemos 20 V en el ter-
minal izquierdo de la resistencia y 10 V en el terminal derecho. Luego la tensión en la resistencia es 20 V ⫺ 10 V,
es decir 10 V. Aplicando la ley de Ohm:
IS ⫽ ⫽ 12,2 mA
La corriente máxima se obtiene cuando la tensión de la fuente es 40V. En este caso, la tensión que cae en la resistencia
es de 30 V, lo que da una corriente de
IS ⫽ ᎏ
8
3
2
0
0
V
⍀
ᎏ ⫽ 36,6 mA
En un regulador de tensión como el de la Figura 5.4
a, la tensión de salida se mantiene constante en 10V, a pesar
de que la tensión de la fuente varíe entre 20 y 40 V. Cuanto mayor es la tensión de la fuente mayor es la corriente
del zener, pero la tensión de salida se mantiene constante en 10 V (si se tiene en cuenta la resistencia del zener, la
tensión de salida aumenta ligeramente cuando aumenta la tensión de la fuente).
PROBLEMA PRÁCTICO 5.1 Basándose en la Figura 5.4, ¿cuál es la corriente del zener IS si Vin ⫽ 30 V?
10 V
ᎏ
820 ⍀
Vout
Vin
820 ⍀
20 A
40 V
–
+
–
+
Vin
820 ⍀
10 V
20 A
40 V
–
+
(b)
(a)
En la Figura 5.5a se muestra un regulador zener con carga y en la Figura 5.5b se ilustra el mismo circuito con las
conexiones a masa. El diodo zener opera en la región de disrupción y mantiene una tensión constante en la carga.

Figura 5.5 Regulador zener con carga. (a) Circuito básico. (b) Circuito práctico.
Aún cuando la tensión de la fuente o la resistencia de car ga varíen, la tensión en la carga permanecerá fija y será
igual a la tensión del zener.
Funcionamiento en la región de disrupción
¿Cómo podemos saber si el diodo zener de la Figura 5.5 está operando en la región de disrupción? Teniendo en
cuenta el divisor de tensión, la tensión de Thevenin que ve el diodo es:
VTH ⴝ VS (5.2)
Ésta es la tensión del diodo zener cuando está desconectado del circuito. Esta tensión de Thevenin tiene que ser
mayor que la tensión del zener; en caso contrario, el zener no entrará en la región de disrupción.
Corriente serie
A menos que se diga lo contrario, en las siguientes exposiciones supondremos que el diodo zener está funcionando
en la región de disrupción. En la Figura 5.5, la corriente que circula por la resistencia serie viene dada por:
IS ⴝ (5.3)
que es la ley de Ohm aplicada a la resistencia limitadora de corriente. Es la misma haya o no resistencia de carga.
En otras palabras, si se desconecta la resistencia de car ga, la corriente que atraviesa a la resistencia serie sigue
siendo igual a la tensión que cae en la resistencia dividida entre el valor de la resistencia.
Corriente de carga
Idealmente, la tensión en la carga es igual a la tensión del zener porque la resistencia de carga está en paralelo con
el diodo zener, lo que en forma de ecuación se expresa como sigue:
VL ⴝ VZ (5.4)
Esto nos permite utilizar la ley de Ohm para calcular la corriente por la carga:
IL ⴝ (5.5)
Corriente del zener
Aplicando la ley de Kirchhoff:
IS ⫽ IZ ⫹ IL
El diodo zener y la resistencia de car
ga están en paralelo. La suma de sus corrientes tiene que ser igual a la corriente
total, que es la misma que la corriente que circula por la resistencia serie.
Podemos reordenar la ecuación anterior para obtener la importante fórmula siguiente:
IZ ⴝ IS ⴚ IL (5.6)
Esto nos dice que la corriente del zener ya no es igual a la corriente serie, como sucede en el regulador sin car ga.
Debido a la resistencia de carga, la corriente del zener ahora es igual a la corriente serie menos la corriente por la
carga.
VL
ᎏ
RL
VS – VZ
ᎏ
RS
RL
ᎏ
RS ⴙ RL
VL
VS VZ
RS
RL
–
+
–
+
–
+
(a) (b)
RL
RS
+
–
VS
FUENTE
DE
ALIMENTACIÓN
VZ
–
+

La Tabla 5.1 resume los pasos que hay que seguir en el análisis de un regulador zener con car ga. En primer
lugar, se calcula la corriente serie, después la tensión y la corriente en la car
ga y, por último, la corriente del zener.
Efecto zener
Cuando la tensión de disrupción es mayor que 6V, la causa de la disrupción es el efecto de avalancha, como hemos
visto en el Capítulo 2. La idea básica es que los portadores minoritarios son acelerados a velocidades lo suficien-
temente altas como para desligar a otros portadores minoritarios, produciendo un efecto en cadena o de avalancha
que da lugar a una corriente inversa elevada.
El efecto zener es diferente. Cuando un diodo está fuertemente dopado, la zona de deplexión se hace muy es-
trecha. Debido a esto, el campo eléctrico en la zona de deplexión (la tensión dividida entre la distancia) es muy in-
tenso. Cuando la intensidad del campo alcanza aproximadamente los 300.000
V/cm, el campo es lo suficiente intenso como para hacer que los electrones sal-
gan de sus orbitales de valencia. La creación de este modo de electrones libres
se conoce como efecto zener (también denominado emisión por campo in-
tenso). Esto es muy distinto al efecto de avalancha, que depende de la veloci-
dad de los portadores minoritarios para desligar a los electrones de valencia.
Cuando la tensión de disrupción es menor que 4V, sólo tiene lugar el efecto
zener. Cuando la tensión de disrupción es mayor que 6 V, sólo se produce el
efecto de avalancha y, cuando la tensión de disrupción toma valores compren-
didos entre 4 y 6 V, aparecen ambos efectos.
El efecto zener se descubrió antes que el efecto de avalancha, razón por la
que todos los diodos utilizados en la región de disrupción se conocen como dio-
dos zener. Aunque ocasionalmente haya oído emplear el término diodo de ava-
lancha, el nombre de diodo zener es de uso general para todos los diodos de
disrupción.
Coeficientes de temperatura
Cuando la temperatura ambiente varía, la tensión del zener también varía lige-
ramente. En las hojas de características, el efecto de la temperatura se indica
como el coeficiente de temperatura, que se define como la variación de la
tensión de disrupción por grado que aumenta la temperatura. El coeficiente de
temperatura es negativo para las tensiones de disrupción menores que 4 V
(efecto zener). Por ejemplo, un diodo zener con una tensión de disrupción de
3,9 V puede tener un coeficiente de temperatura de ⫺1,4 mV/°C. Si la tempe-
ratura aumenta en 1°, la tensión de disrupción disminuye 1,4 mV.
Por otro lado, el coeficiente de temperatura es positivo para tensiones de
disrupción mayores que 6 V (efecto de avalancha). Por ejemplo, un diodo
zener con una tensión de disrupción de 6,2 V puede tener un coeficiente de
temperatura de 2 mV/°C. Si la temperatura aumenta en 1°, la tensión de dis-
rupción aumenta en 2 mV.
Entre 4 y 6 V, el coeficiente de temperatura pasa de negativo a positivo. En
otras palabras, existen diodos zener con tensiones de disrupción entre 4 y 6 V
Tabla 5.1 Cómo analizar un regulador zener con carga
Proceso Comentario
Paso 1 Calcular la corriente serie, Ecuación (5.3) Aplicación de la ley de Ohm a RS
Paso 2 Calcular la tensión en la carga, Ecuación (5.4) La tensión en la carga es igual a la tensión del diodo
Paso 3 Calcular la corriente por la carga, Ecuación (5.5) Aplicación de la ley de Ohm a RL
Paso 4 Calcular la corriente del zener, Ecuación (5.6) Aplicación de la ley de las corrientes al diodo
138 Capítulo 5
INFORMACIÓN ÚTIL
Para tensiones de zener comprendidas
entre, aproximadamente, 3 y 8 V, el
coeficiente de temperatura también se
ve fuertemente afectado por la
corriente inversa del diodo. El coefi-
ciente de temperatura se hace más
positivo a medida que la corriente
aumenta.
INFORMACIÓN ÚTIL
En aplicaciones en las que se requiere
una tensión de referencia extremada-
mente estable, se conecta un diodo
zener en serie con uno o más diodos
semiconductores cuyas caídas de tensión
varían con la temperatura en sentido
contrario al que varía VZ. El resultado es
que VZ permanece muy estable, incluso
aunque la temperatura pueda variar en
un amplio rango.

en los que el coeficiente de temperatura es igual a cero. Esto es importante en algunas aplicaciones cuando se ne-
cesita una tensión de zener que no varíe en una rango de temperaturas grande.
Ejemplo 5.2
¿Está funcionando el diodo zener de la Figura 5.6a en la región de disrupción?
Figura 5.6 Ejemplo.
SOLUCIÓN Aplicando la Ecuación (5.2):
VTH ⫽ ᎏ
270 ⍀
1 k
⫹
⍀
1 k⍀
ᎏ(18 V) ⫽ 14,2 V
Puesto que la tensión de Thevenin es mayor que la tensión del zener, el diodo zener está operando en la región de
disrupción.
Ejemplo 5.3
¿Cuál es la corriente del zener en la Figura 5.6b?
SOLUCIÓN Dado que conocemos la tensión en ambos extremos de la resistencia serie, restándolos podemos
ver que caen 8 V en la resistencia serie. Aplicando entonces la ley de Ohm:
IS ⫽ ᎏ
27
8
0
V
⍀
ᎏ ⫽ 29,6 mA
Puesto que la tensión en la carga es de 10 V, la corriente por la carga es:
IL ⫽ ᎏ
1
10
k⍀
V
ᎏ ⫽ 10 mA
La corriente del zener es la diferencia de las dos corrientes:
IZ ⫽ 29,6 mA ⫺ 10 mA ⫽ 19,6 mA
PROBLEMA PRÁCTICO 5.3 En la Figura 5.6b, cambie el valor de la fuente de alimentación a 15V y calcule
IS, IL e IZ.
Ejemplo 5.4
¿Qué función realiza el circuito de la Figura 5.7?
SOLUCIÓN Éste es un ejemplo de un pre-regulador (el primer diodo zener) que excita a una regulador zener
(el segundo zener). En primer lugar, observe que el pre-regulador tiene una tensión de salida de 20 V, que es la en-
trada al segundo regulador zener, cuya salida es de 10 V. La idea básica es proporcionar al segundo regulador una
tensión de entrada bien regulada, con el fin de que la tensión de salida final esté perfectamente regulada.
–
+
–
+
18 V 10 V 1 k⍀
270 ⍀
–
+
18 V
–
+
1 k⍀
10 V
270 ⍀
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
(a) (b)

140 Capítulo 5
Figura 5.7 Ejemplo.
Ejemplo 5.5
¿Qué función realiza el circuito de la Figura 5.8?
Figura 5.8 Diodos zener utilizados para conformación de ondas.
SOLUCIÓN En la mayoría de las aplicaciones, los diodos zener se utilizan en reguladores de tensión que ope-
ran en la región de disrupción. Pero hay excepciones; en ocasiones, los diodos zener se emplean en circuitos de con-
formación de onda, como el mostrado en la Figura 5.8.
Fíjese en la conexión en oposición de los dos diods zener
. En el semiciclo positivo, el diodo superior conduce y
el diodo inferior está en disrupción. Por tanto, la salida se recorta como se indica. El nivel de recorte es igual a la
tensión del zener (del diodo en disrupción) más 0,7 V (del diodo polarizado en directa).
En el semiciclo negativo, la operación es a la inversa. El diodo inferior conduce y el diodo superior trabaja en
la región de disrupción. De esta forma, la salida es prácticamente una onda cuadrada. Cuanto mayor sea la onda si-
nusoidal de entrada, más perfecta será la onda cuadrada de salida.
PROBLEMA PRÁCTICO 5.5 En la Figura 5.8, la tensión VZ en cada diodo es igual a 3,3 V. ¿Cuál será la
tensión en RL?
Ejemplo 5.6
Describa brevemente el funcionamiento de cada uno de los circuitos de la Figura 5.9.
SOLUCIÓN La Figura 5.9a muestra cómo diodos zener y diodos de silicio normales pueden generar varias
tensiones continuas de salida, utilizando una fuente de alimentación de 20V. El diodo inferior genera una salida de
Figura 5.9 Aplicaciones de los zener. (a) Generación de tensiones de salida no estándar. (b) Con un relé de 6 V en un sistema de
12 V. (c) Con un condensador de 6 V en un sistema de 12 V.
(a)
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
2,4 V
+13,8 V
0,7 V
0,7 V
10 V
20 V
–
+
+11,4 V
+10,7 V
+10 V
RS
(b)
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
5,6 V
12 V
RELÉ
DE 6-V
–
+
6,4 V
+VP
–VP
0 RL
R
VZ + 0,7
–VZ – 0,7
0
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
20 V 10 V
750 ⍀ 1 k⍀
2 k⍀
35 V
+
–
+
–
+
–

Figura 5.9 Aplicaciones de los zener. (c) Con un condensador de 6-V en un sistema de 12-V.
10 V. Cada uno de los diodos de silicio está polarizado en diercta y generan las salidas de 10,7V y 11,4 V, como se
puede ver en la figura. Los diodos superiores tienen una tensión de disrupción de 2,4 V y proporcionan una salida
de 13,8 V. Con otras combinaciones de diodos zener y de silicio, un circuito como éste puede generar tensiones con-
tinuas de salida diferentes.
Si intenta conectar un relé de 6 V a un sistema de 12 V, probablemente el relé resulte dañado, por lo que es ne-
cesaria alguna otra caída de tensión. La Figura 5.9b muestra una forma de hacer esto. Conectando un diodo zener
de 5,6 V en serie con el relé, sólo aparecen 6,4 V en el relé, lo que normalmente está dentro de la tolerancia de la
tensión nominal que soporta el relé.
Los condensadores electrolíticos grandes tienen valores nominales de tensión bajos. Por ejemplo, un condensa-
dor electrolítico de 1000 ␮F puede tener una tensión nominal de sólo 6V. Esto significa que la tensión máxima que
puede soportar el condensador sería de 6 V. La Figura 5.9c muestra una solución en la que se utiliza un condensa-
dor electrolítico de 6 V con una fuente de alimentación de 12 V. De nuevo, la idea es emplear un diodo zener para
que haya una cierta caída de tensión. En este caso, en el diodo zener caen 6,8 V, dejando sólo 5,2 V para el con-
densador. De esta manera, el condensador electrolítico puede filtrar la fuente de alimentación y permanecer dentro
de sus valores límite de tensión.
6,8 V
(c)
5,2 V
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
12 V
–
+
–
+
1000 µF
6-V NOMINAL
5.3 Segunda aproximación de un diodo zener
La Figura 5.10a muestra la segunda aproximación de un diodo zener: una resistencia de zener en serie con una
batería ideal. La tensión total en el diodo zener es igual a la tensión de disrupción más la tensión que cae en la
resistencia del zener. Puesto que RZ es relativamente pequeña en un diodo zener , tiene un efecto muy pequeño
sobre la tensión total que cae en el diodo zener.
Efecto en la tensión de carga
¿Cómo podemos calcular el efecto de la resistencia del zener en la tensión de carga? La Figura 5.10b muestra una
fuente de alimentación que excita a un regulador zener con car ga. Idealmente, la tensión en la carga es igual a la
tensión de disrupción VZ. Pero en la segunda aproximación, se incluye la resistencia del zener
, como se muestra en
la Figura 5.10c. La caída de tensión adicional en RZ aumentará ligeramente la tensión en la carga.
Dado que la corriente del zener circula por la resistencia del zener en la Figura 5.10 c, la tensión en la car ga
viene dada por:
VL ⫽ VZ ⫹ IZRZ
Como puede ver, la variación en la tensión de car
ga respecto del caso
ideal es:
⌬VL ⴝ IZRZ (5.7)
Normalmente, RZ es pequeña, por lo que la variación de tensíón tam-
bién lo es, habitualmente, de unas décimas de voltio. Por ejemplo, si
IZ ⫽ 10 mA y RZ ⫽ 10 ⍀, entonces ⌬VL ⫽ 0,1 V.
INFORMACIÓN ÚTIL
Los diodos zener con tensiones de
disrupción próximas a 7 V tienen
impedancias de zener más pequeñas.

Figura 5.10 Segunda aproximación de un diodo zener. (a) Circuito equivalente. (b) La fuente de alimentación excita a un regulador zener.
(c) Se ha incluido la resistencia del zener en el análisis.
Efecto en el rizado
En lo que se refiere al rizado, podemos utilizar el circuito equivalente mostrado en la Figura 5.11a. En otras pala-
bras, los únicos componentes que afectan al rizado son las tres resistencias indicadas. Podemos simplificar esto aún
más. En un diseño típico, RZ es mucho más pequeña que RL. Por tanto, los dos únicos componentes que tienen un
efecto significativo sobre el rizado son la resistencia serie y la resistencia del zener mostradas en la Figura 5.11b.
Figura 5.11 El regulador zener reduce el rizado. (a) Circuito equivalente completo de alterna . (b) Circuito equivalente de alterna
simplificado.
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
VR(in)
RZ
RS
VR(out)
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
RS
RL
RZ VR(out)
VR(in)
(a)
(b)
–
+
–
+
=
RZ
VZ
(a)
(b)
(c)
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
VS
VZ
RS
RL
VS
RZ
VZ
RS
RL
+
–
+
–
+
–
VL
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
+
–
+
–
+
–
VL
142 Capítulo 5

Puesto que la Figura 5.11b es un divisor de tensión, podemos escribir la siguiente ecuación para el rizado de sa-
lida:
VR(out) ⫽ ᎏ
RS
R
⫹
Z
RZ
ᎏVR(in)
Los cálculos del rizado no son críticos; es decir, no tienen que ser exactos. Dado que, en un diseño típico,RS siem-
pre es mucho mayor que RZ, podemos utilizar esta aproximación para la detección de averías y los análisis preli-
minares:
VR(out) ⬇
⬇ ᎏ
R
R
ᎏ
Z
S
ᎏVR(in) (5.8)
Ejemplo 5.7
El diodo zener de la Figura 5.12 tiene una tensión de disrupción de 10 V y una resistencia zener de 8,5 ⍀. Utilice
la segunda aproximación para calcular la tensión en la carga cuando la corriente del zener es de 20 mA.
SOLUCIÓN La variación de la tensión de car
ga es igual a la
corriente del zener por la resistencia del zener:
⌬VL ⫽ IZRZ ⫽ (20 mA)(8,5 ⍀) ⫽ 0,17 V
Utilizando la segunda aproximación, la tensión en la carga es:
VL ⫽ 10 V ⫹ 0,17 V ⫽ 10,17 V
PROBLEMA PRÁCTICO 5.7 Utilice la segunda aproximación para calcular la tensión en la carga del circuito
de la Figura 5.12 cuando IZ ⫽ 12 mA.
Ejemplo 5.8
En la Figura 5.12, RS ⫽ 270 ⍀, RZ ⫽ 8,5 ⍀ y VR(in) ⫽ 2 V. ¿Cuál es la tensión aproximada de rizado en la car ga?
SOLUCIÓN EL rizado en la carga es aproximadamente igual a la relación de RZ y RS por el rizado de entrada:
VR(out) ⬇ ᎏ
2
8
7
,5
0
⍀
⍀
ᎏ2 V ⫽ 63 mV
PROBLEMA PRÁCTICO 5.8 En la Figura 5.12, ¿Cuál es la tensión de rizado aproximada en la car ga si
VR (in) ⫽ 3 V?
Ejemplo 5.9
En el regulador zener de la Figura 5.13 VZ ⫽ 10 V, RS ⫽ 270 ⍀ y RZ ⫽ 8,5 ⍀, los mismos valores que los utiliza-
dos en los Ejemplos 5.7 y 5.8. Describa las medidas que deben realizarse en el análisis de este circuito con un soft-
ware de simulación de circuitos.
SOLUCIÓN Si calculamos las tensiones en el circuito de la Figura 5.13 utilizando los métodos explicados ante-
riormente, obtenemos los siguientes resultados: con un tranformador con una relación 8:1, la tensión de pico en el
secundario es 21,2 V. Restando las caídas de tensión de los dos diodos, se obtiene una tensión de pico de 19,8V en
el condensador. La corriente que fluye a través de la resistencia de 390-⍀ es 51 mA, y la corriente a través deRS es
de 36 mA. El condensador tiene que suministrar la suma de estas dos corrientes, que es 87 mA.Aplicando la Ecua-
ción (4.10), esta corriente genera un rizado en el condensador de aproximadamente 2,7 V pp. Con esto podemos
calcular el rizado de salida del regulador zener, que es aproximadamente 85 mV pp.
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
RS
VS
VZ
RL
+
+
– –
Figura 5.12 Regulador zener con carga.

Figura 5.13 Análisis con un software de simulación de circuitos del rizado de un regulador zener.
Puesto que el rizado es grande, la tensión en el condensador oscila entre 19,8V y 17,1 V. Si calculamos el valor
medio de estos valores, obtenemos 18,5 V, que es la tensión continua aproximada del condensador de filtro. Esta
baja tensión continua nos indica que los rizados de entrada y de salida calculados anteriormente eran también muy
pequeños. Como se ha explicado en el capítulo anterior, este tipo de cálculos son sólo estimaciones ya que el aná-
lisis exacto debe incluir los efectos de orden superior.
Veamos ahora qué medidas se obtienen con el simulador de circuitos, que serán las medidas casi exactas. La lec-
tura del multímetro es de 18,78V, valor muy próximo al valor estimado de 18,5V. El canal 1 del osciloscopio mues-
tra el rizado en el condensador, que es aproximadamente de 2 V pp, algo menor que el estimado de 2,7 V pp, pero
sigue siendo razonablemente próximo.Y por último, el rizado de salida del regulador zener es aproximadamente de
85 mV pp (canal 2).
144 Capítulo 5

5.4 Punto límite de funcionamiento del zener
Para que un regulador zener mantenga su tensión de salida constante, el diodo zener debe permanecer en la región
de disrupción bajo todas las condiciones de operación. Esto es equivalente a decir que tienen que circular corriente
por el zener para todas las tensiones de fuente y las corrientes de carga.
Condiciones del caso peor
La Figura 5.14a muestra un regulador zener con las siguientes corrientes:
IS ⫽ ᎏ
VS
R
⫺
S
VZ
ᎏ ⫽ ᎏ
20 V
20
⫺
0 ⍀
10 V
ᎏ ⫽ 50 mA
IL ⫽ ᎏ
V
R
L
L
ᎏ ⫽ ᎏ
1
10
k⍀
V
ᎏ ⫽ 10 mA
e
IZ ⫽ IS ⫺ IL ⫽ 50 mA ⫺ 10 mA ⫽ 40 mA
Veamos ahora qué ocurre cuando la tensión de la fuente disminuye de 20a 12 V. En los cálculos anteriores, po-
demos ver que IS disminuirá, IL permanecerá constante e IZ disminuirá. Cuando VS es igual a 12 V, IS será igual a
10 mA e IZ ⫽ 0. Con este tensión de fuente tan baja, el diodo zener estará a punto de salir de la región de disrup-
ción. Si por cualquier causa la tensión de la fuente disminuye más, ya no habrá regulación. En otras palabras, la
tensión en la carga se hará menor que 10 V. Por tanto, una tensión de fuente baja puede hacer que el circuito del
zener falle en el proceso de regulación.
Otra forma de perder la regulación es con una corriente de car ga demasiado grande. Veamos qué ocurre en la
Figura 5.14a cuando la resistencia de carga disminuye de 1 k⍀ a 200 ⍀. Cuando la resistencia de carga es de 200
⍀, la corriente en la carga aumenta a 50 mA y la corriente del zener disminuye hasta cero. De nuevo, el zener está
próximo a salir de la región de disrupción. Por tanto, un circuito zener fallará en la regulación si la resistencia de
carga es demasiado pequeña.
Por último, veamos qué ocurre cuando RS aumenta de 200 ⍀ a 1 k⍀. En este caso, la corriente serie disminuye
de 50 a 10 mA. Por tanto, una resistencia serie grande puede hacer que el circuito no realice la regulación.
La Figura 5.14b resume las conclusiones anteriores mostrando las condiciones del caso peor . Cuando la co-
rriente del zener se aproxima a cero, la regulación del zener se aproxima a la condición límite de funcionamiento
o de fallo. Analizando el circuito para estas condiciones del caso peor, podemos deducir la siguiente ecuación:
(5.9)
Figura 5.14 Regulador zener. (a) Funcionamiento normal. (b) Condiciones del caso peor en el punto límite de funcionamiento.
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
RS
200 ⍀
RL
1 k⍀
10 V
(a)
(b)
20 V
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
RS(máx)
RL(mín)
IZ
PRÓXIMA
A CERO
VS(mín)
+
–
+
–
R
V
V
R
S
S
Z
L
( )
( )
( )
máx
mín
mín
= −












1

La siguiente forma alternativa de esta ecuación también resulta útil:
(5.10)
Estas dos ecuaciones resultan útiles porque permiten comprobar un regulador zener para ver si fallará bajo deter-
minadas condiciones de operación.
R
V V
I
S
S Z
L
( )
( )
( )
máx
mín
máx
=
−
146 Capítulo 5
Ejemplo 5.10
Un regulador zener tiene una tensión de entrada que puede variar entre 22 y 30 V. Si la tensión de salida regulada
es de 12 V y la resistencia de carga varía entre 140 ⍀ y 10 k⍀, ¿cuál es la resistencia serie máxima que se puede
utilizar?
SOLUCIÓN Utilizamos la Ecuación (5.9) para calcular la resistencia serie máxima como sigue:
RS(máx) ⫽
冢ᎏ
2
1
2
2
V
V
ᎏ ⫺ 1
冣140 ⍀ ⫽ 117 ⍀
Mientras que la resistencia serie sea menor que 117 ⍀, el regulador zener funcionará correctamente bajo todas las
condiciones de operación.
PROBLEMA PRÁCTICO 5.10 En el Ejemplo 5.10, ¿cuál es la resistencia serie máxima que se puede utilizar
si la tensión de salida regulada es de 15 V?
Ejemplo 5.11
Un regulador zener tiene un rango de tensiones de entrada que varía entre 15 y 20 V y una corriente de carga que
varía entre 5 y 20 mA. Si la tensión del zener es de 6,8 V, ¿cuál es la resistencia máxima serie que se puede usar?
SOLUCIÓN Utilizamos la Ecuación (5.10) para calcular la resistencia serie máxima como sigue:
RS(máx) ⫽ ᎏ
15
2
V
0
⫺
m
6
A
,8 V
ᎏ ⫽ 410 ⍀
Si la resistencia serie es menor que 410⍀, el regulador zener funcionará correctamente bajo todas las condiciones.
PROBLEMA PRÁCTICO 5.11 Repita el Ejemplo 5.11 utilizando una tensión de zener de 5,1 V.
La Figura 5.15 muestra las hojas de características de las series 1N957B y 1N4728A de diodos zener. Consulte
estas hojas de características a lo largo de las explicaciones siguientes. De nuevo, la mayor parte de la información
facilitada en las hojas de características está dirigida a los diseñadores, pero contienen algunos elementos que es
necesario que los técnicos de mantenimiento y de pruebas conozcan.
Potencia máxima
La disipación de potencia de un diodo zener es igual al producto de su tensión por la corriente que le atraviesa:
PZ ⴝ VZIZ (5.11)
Por ejemplo, si VZ ⫽ 12 V y IZ ⫽ 10 mA, entonces

Figura 5.15(a) Hoja de características de un zener. (Copyright de Fairchild Semiconductor. Utilizado con su permiso).

148 Capítulo 5
Figura 5.15(b) (continuación)

PZ ⫽ (12 V)(10 mA) ⫽ 120 mW
Mientras que PZ sea menor que la potencia máxima, el diodo zener puede trabajar en la región de disrupción sin
destruirse. Los diodos zener comercialmente disponibles tienen potencias máximas que varían entre 1/4 de vatio
hasta más de 50 W.
Por ejemplo, la hoja de características de la serie 1N957B especifica una potencia máxima de 500 mW. Un di-
seño seguro deberá incluir un factor de seguridad para mantener la disipación de potencia muy por debajo de este
máximo de 500 mW. Como ya hemos mencionado, en diseños conservadores se utilizan factores de seguridad de
2 o mayores.
Corriente máxima
A menudo, las hojas de características incluyen lacorriente máxima que el diodo zener puede manejar sin exceder
su potencia máxima. IZM para un 1N961B es 32 mA. Si el valor de la corriente máxima no aparece en la hoja de
características, puede calcularse de la siguiente manera:
IZM ⴝ ᎏ
P
V
Z
ᎏ
Z
M
ᎏ (5.12)
donde IZM ⫽ corriente máxima del zener
PZM ⫽ potencia máxima
VZ ⫽ tensión del zener
Por ejemplo, el 1N4742Atiene una tensión de zener de 12V y una potencia máxima de 1W. Por tanto, la corriente
máxima será:
IZM ⫽ ⫽ 83,3 mA
Si no se supera este valor de la corriente máxima, automáticamente se cumple la condición de la potencia má-
xima. Por ejemplo, si hace que la corriente máxima del zener se mantenga por debajo de 83,3 mA, también conse-
guirá que la máxima disipación de potencia sea menor que 1 W. Si incluye un factor de seguridad de 2, no tendrá
que preocuparse por un diseño poco común que funda el diodo.
Tolerancia
La mayoría del código de los diodos zener incluyen un sufijo (A, B, C o D) que indica la tolerancia de la tensión
del zener. Dado que estos sufijos no siempre son coherentes, asegúrese de leer cualquier nota aclaratoria incluida
en las hojas de características del zener que indique dicha tolerancia específica. Por ejemplo, la hoja de caracte-
rísticas de la serie 1N4728A indica que su tolerancia es igual al ⫾5 por ciento, asimismo, la serie 1N957B tam-
bién tiene una tolerancia del ⫾5 por ciento. Generalmente, el sufijo C indica una tolerancia del⫾2 por ciento, la
letra D del ⫾1 por ciento y si no especifica ningún sufijo, la tolerancia es del ⫾20 por ciento.
Resistencia zener
La resistencia zener (también denominada impedancia zener) puede designarse como RZT o ZZT. Por ejemplo, el
1N961B tiene una resistencia zener de 8,5 ⍀ medida para una corriente de prueba de 12,5 mA. Mientras que la
corriente del zener se encuentre por debajo del codo de la curva, se puede utilizar 8,5 ⍀ como valor aproximado
de la resistencia zener. Pero fíjese en que esta resistencia aumenta en el codo de la curva (700 ⍀). Lo importante
es que, si es posible, el zener debe operar a la corriente de prueba o un valor muy próximo, ya que de este modo la
resistencia zener es relativamente pequeña.
La hoja de características contiene mucha más información, pero está destinada fundamentalmente a los dise-
ñadores. Si tiene que hacer algún trabajo de diseño, deberá leer con detenimiento la información de las hojas de ca-
racterísticas, incluyendo las notas que especifican cómo se realizaron las medidas.
Factor de ajuste
El factor de ajuste especificado en una hoja de características indica cuánto hay que reducir la potencia máxima
nominal de un dispositivo. Por ejemplo, la serie 1N4728A tiene una potencia máxima de 1 W para una tempera-
tura de 50°C. El factor de ajuste se especifica como 6,67 mW/°C, lo que quiere decir que hay que restar 6,67 mW
por cada grado que supere los 50°C. Incluso aunque no esté realizando un diseño, debe tener en cuenta el efecto de
1 W
ᎏ
12 V

la temperatura. Si el diseñador sabe que se va a trabajar a temperaturas por encima de 50°C, tendrá que ajustar o re-
ducir la potencia máxima del diodo zener.
La Figura 5.16 muestra un regulador zener. Cuando el circuito funciona apropiadamente, la tensión entre el punto
A y masa es de ⫹18 V, la tensión entre el punto B y masa es de ⫹10 V y la tensión entre C y masa es de ⫹10 V.
Síntomas inequívocos
Ahora véamos qué es lo que puede no funcionar en el circuito. Cuando un circuito no funciona como debería, el
técnico de reparaciones debe medir las tensiones. Las medidas de estas tensiones proporcionan pistas que le ayu-
darán a aislar el problema. Por ejemplo, supongamos que las tensiones medidas son:
VA ⫽ ⫹18 V VB ⫽ ⫹10 V VC ⫽ 0
El razonamiento que el técnico puede seguir después de medir las anteriores tensiones es:
¿Es posible que la resistencia de carga esté en abierto? No, la tensión en la carga sigue siendo de
10 V. ¿Es posible que la resistencia de carga esté cortocircuitada? No, ya que eso haría que B y
C estuvieran conectados a masa, produciendo 0 V. Bien, ¿es posible que el hilo de conexión entre
B y C esté en abierto? Sí, podría ser.
Este fallo produce síntomas inequívocos. La única manera de obtener este conjunto de tensiones es que haya un
abierto entre B y C.
Síntomas ambiguos
No todos los fallos producen síntomas característicos. En ocasiones, dos o más fallos proporcionan el mismo con-
junto de tensiones. He aquí un ejemplo. Supongamos que el técnico mide las siguientes tensiones:
VA ⫽ ⫹18 V VB ⫽ 0 VC ⫽ 0
¿Cuál cree que es el fallo? Piense durante unos pocos minutos. Cuando tenga una respuesta, continúe leyendo.
La siguiente es una manera en la que el técnico podría localizar el fallo. El razonamiento sería:
Hay tensión en A, pero no en B ni en C. ¿Qué pasaría si la resistencia serie estuviera en abierto?
No habría tensión ni en B ni en C, pero tendría que haber 18 V entre A y masa. Luego, sí,
probablemente la resistencia serie esté en circuito abierto.
En este momento, el técnico desconectaría la resistencia serie y mediría su valor con un óhmetro. Cabe la posibi-
lidad de que estuviera en circuito abierto. Pero, supongamos que la medida es correcta. Entonces, el técnico podría
continuar sus razonamientos como sigue:
¡Qué extraño! Bien, ¿existe alguna otra manera de obtener 18 V en A y 0 V en B y C? ¿Es
posible que el diodo zener esté cortocircuitado? ¿Es posible que la resistencia de carga esté
cortocircuitada? ¿Y si hubiera una salpicadura de soldadura entre B o C y tierra? Cualquiera de
estas situaciones daría lugar a los síntomas observados.
Ahora el técnico tiene más posibles fallos que comprobar, pero terminará localizando la avería.
Cuando los componentes se queman, pueden convertirse en circuitos abiertos, aunque no siempre.
Algunos dis-
positivos semiconductores pueden desarrollar cortocircuitos internos, en cuyo caso se comportarán como resisten-
cias cero. También se producen cortocircuitos cuando hay salpicaduras de soldadura entre las pistas de una tarjeta
de circuito impreso o hay una gota de soldadura que toca dos pistas, etc. Por esto, debe plantearse preguntas del
tipo ¿es posible...? para detectar componentes cortocircuitados, así como componentes en circuito abierto.
Tabla de averías
La Tabla 5.2 muestra las posibles averías de un regulador zenercomo el mostrado en laFigura 5.16. Cuando trabaje
con tensiones, recuerde lo siguiente: un componente cortocircuitado es equivalentea una resistencia de valor cero;
y un componente en circuito abierto es equivalente a una resistencia infinita. Si realizar los cálculos con los valo-
res de 0 y ⬁ le supone un problema, utilice 0,001 ⍀ y 1000 M⍀. En otras palabras, utilice una resistencia muy pe-
queña para un cortocircuito y una resistencia muy grande para un circuito abierto.
150 Capítulo 5

Figura 5.16 Detección de averías en un regulador zener.
En la Figura 5.16, la resistencia serie RS puede estar cortocircuitada o en abierto. Designaremos estas averías
como RSS y RSO. De forma similar, el diodo zener puede estar cortocircuitado o en circuito abierto, lo que simboliza-
mos mediante D1S y D1O. La resistencia de carga también puede estar cortocircuitada o en abierto, RLS y RLO. Por úl-
timo, el hilo de conexión entre B y C puede estar en abierto, lo que designamos como BCO.
En la Tabla 5.2, la segunda fila muestra las tensiones cuando la avería es RSS, una resistencia serie cortocircui-
tada. Cuando la resistencia serie de la Figura 5.16 está cortocircuitada, aparecen 18 V en B y C. Estas tensiones
destruirán el diodo zener y posiblemente la resistencia de carga. En esta avería debe utilizarse un voltímetro para
medir los 18 V en los puntos A, B y C. Esta avería y sus correspondientes tensiones se muestran en la Tabla 5.2.
Si la resistencia serie del circuito de la Figura 5.16 estuviera en circuito abierto, no podría llegar tensión al
punto B. En este caso, habría una tensión de cero voltios en B y C, como se especifica en la Tabla 5.2. Siguiendo
este método de trabajo, podemos obtener las restantes entradas especificadas en la Tabla 5.2.
En la Tabla 5.2, los comentarios indican las averías que se pueden producir como resultado directo de los cor-
tocircuitos originales. Por ejemplo, una RS cortocircuitada destruirá el diodo zener y puede también dejar en
abierto a la resistencia de carga, dependiendo de la potencia máxima permitida en la resistencia de carga. Una re-
sistencia RS cortocircuitada indica que caen 18 V en 1 k⍀, lo que genera una potencia de 0,324 W. Si la resisten-
cia de carga soporta como máximo una potencia de sólo 0,25 W, puede quedar en circuito abierto.
Algunas de las averías enumeradas en laTabla 5.2 producen tensiones inequívocas y otras tensiones ambiguas.
Por ejemplo, las tensiones para RSS, D1O, BCO y “No hay alimentación” son inequívocas. Si mide estas tensiones,
podrá identificar la avería sin tener que desmontar el circuito para medir con un óhmetro.
Por otro lado, las restantes averías enumeradas en la Tabla 5.2 producen tensiones ambiguas, lo que significa
que pueden existir dos o más averías que generan el mismo conjunto de tensiones. Si mide un conjunto de
Tabla 5.2 Síntomas y averías del regulador zener
Avería VA, V VB, V VC, V Comentarios
Ninguna 18 10 10 No hay averías.
RSS 18 18 18 D1 y RL pueden estar en abierto.
RSO 18 0 0
D1S 18 0 0 RS puede estar en abierto.
D1O 18 14,2 14,2
RLS 18 0 0 RS puede estar en abierto.
RLO 18 10 10
BCO 18 10 0
No hay
alimentación
0 0 0
Comprobar la fuente de alimentación.
D1
10 V
RL
1 k⍀
RS 270 ⍀
+18 V
A
B
+
_
C

Figura 5.17 Trazador de curvas.
© Tektronix, Inc. Reimpreso con su permiso. Todos los derechos reservados.
tensiones ambiguas, tendrá que desmontar el circuito y medir la resistencia de los componentes sospechosos. Por
ejemplo, suponga que mide 18 V en A, 0 V en B y 0 V en C. Las averías que dan lugar a estas tensiones son RSO,
D1S y RLS.
Los diodos zener pueden probarse de diferentes formas. Un multímetro digital, configurado en el rango de dio-
dos, permite probar si el diodo está en abierto o cortocircuitado. Una lectura normal será de aproximadamente
0,7 V en polarización directa y una indicación de abierto (fuera de rango) con polarización inversa. No obstante,
esta prueba no indicará si el diodo zener tiene la tensión de disrupción VZ apropiada.
En la Figura 5.17 se muestra un trazador de curvas para semiconductores, el cuál mostrará de forma precisa las
características del zener con polarización directa e inversa. Si no se dispone de un trazador de curvas, una prueba
sencilla consiste en medir la caída de tensión en el diodo zener cuando está conectado a un circuito. La caída de
tensión debería ser próxima a su valor nominal.
5.7 Rectas de carga
La corriente a través del diodo zener de la Figura 5.18a viene dada por
IZ ⫽ ᎏ
VS
R
⫺
S
VZ
ᎏ
Suponga que VS ⫽ 20 V y RS ⫽ 1 k⍀, entonces la ecuación anterior se reduce a:
IZ ⫽ ᎏ
20
10
⫺
00
VZ
ᎏ
El punto de saturación (intersección con el eje vertical) se obtiene haciendo VZ igual a cero y resolviendo para IZ,
que resulta igual a 20 mA. De forma similar , el punto de corte (intersección con el eje horizontal) se obtiene ha-
ciendo IZ igual a cero y resolviendo para VZ, que resulta ser 20 V.
Alternativamente, podemos obtener los extremos de la línea de car ga del modo siguiente: fíjese en la Figura
5.18a con VS ⫽ 20 V y RS ⫽ 1 k⍀. Con el diodo zener cortocircuitado, la corriente máxima por el diodo es de 20
mA. Con el diodo en abierto, la tensión máxima de diodo es de 20 V.
Supongamos que el diodo zener tiene una tensión de disrupción de 12 V, en cuyo caso su gráfica será como la
mostrada en la Figura 5.18b. Cuando se dibuja la recta de carga para VS ⫽ 20 V y RS ⫽ 1 k⍀, se obtiene la recta
152 Capítulo 5

Figura 5.18 (a) Circuito regulador zener. (b) Rectas de carga.
de carga superior con un punto de intersección Q1. La tensión del zener será ligeramente mayor que la tensión del
codo en la disrupción porque la curva se inclina ligeramente.
Para comprender cómo funciona la regulación de tensión, suponga que la tensión de la fuente cambia a 30 V.
En este caso, la corriente del zener será:
IZ ⫽ ᎏ
30
10
⫺
00
VZ
ᎏ
Esto implica que los extremos de la recta de car
ga son 30 mAy 30 V, como se muestra en la Figura 5.18
b. El nuevo
punto de intersección es Q2. Compare Q2 con Q1, comprobará que la corriente a través del zener es mayor, pero la
tensión es aproximadamente la misma. Por tanto, incluso aunque la tensión de la fuente haya variado de 20 a 30
V,
la tensión del zener sigue siendo aproximadamente igual a 12V. Ésta es la idea básica de la regulación de tensión:
la tensión de salida permanece constante aunque la tensión de entrada varíe en una cantidad importante.
5.8 Dispositivos optoelectrónicos
La optoelectrónica es la tecnología que combina la óptica y la electrónica. Este campo incluye muchos dispositi-
vos basados en la unión pn. Ejemplos de dispositivos optoelectrónicos son los diodos LED (light-emitting diode,
diodo emisor de luz), los fotodiodos, los optoacopladores y los diodos láser
. Comenzaremos estudiando los diodos
LED.
Diodo LED
La Figura 5.19a muestra una fuente conectada a una resistencia y a un diodo LED. Las flechas que apuntan hacia
afuera simbolizan la luz radiada. En un LED polarizado en directa, los electrones libres atraviesan la unión y caen
en los huecos. Cuando estos electrones caen de un nivel de mayor energía a otro menor, emiten energía. Los dio-
dos normales emiten esta energía en forma de calor, pero lo diodos LED lo hacen en forma de luz. Los diodos LED
se construyen con diferentes elementos que tienen la capacidad de radiar energía en un amplio espectro de longi-
tudes de onda. Los LED han reemplazado a las lámparas incandescentes en muchas aplicaciones debido a su baja
tensión, su largo tiempo de vida y su rápida velocidad de conmutación.
Utilizando elementos como el galio, el arsénico y el fósforo, un fabricante puede fabricar diodos LED que emi-
tan luz roja, verde, amarilla, azul, naranja o infrarroja (no visible). Los LED que emiten luz visible resultan útiles
en los equipos de instrumentación, calculadoras, etc. Los LED que emiten luz infrarroja pueden encontrarse en
aplicaciones como sistemas de alarma antirrobo, controles remotos, reproductores de discos CD y otros dispositi-
vos que requieran la emisión de radiaciones no visibles.
Tensión y corriente del diodo LED
La resistencia de la Figura 5.19b es una resistencia limitadora de corriente que impide que la corriente exceda la
corriente máxima permitida por el diodo. Dado que el extremo izquierdo de la resistencia está a una tensión de
–
+
VS
RS
VZ
–
+
(a)
V
I
(b)
–20 mA
–30 mA
–33 mA
–12 V
–20 V
–30 V
Q1
Q2

Figura 5.19 Indicador LED. (a) Circuito básico. (b) Circuito práctico. (c) Diodos LED típicos.
nodo VS y el extremo derecho a una tensión de nodo VD, la tensión que cae en la resistencia es la diferencia entre
las dos tensiones. Aplicando la ley de Ohm, la corriente serie es:
IS ⴝ ᎏ
VS ⫺
R
ᎏ
S
VD
ᎏ (5.13)
La mayor parte de los diodos LED comercialmente disponibles tienen una caída de tensión típica de entre 1,5
y 2,5 V para corrientes comprendidas entre 10 y 50 mA. La caída de tensión exacta depende de la corriente, el
color, la tolerancia, etc. del LED. A menos que se especifique lo contrario, en este libro utilizaremos la caída de
tensión nominal de 2 V para la detección de averías y el análisis de circuitos con LED. La Figura 5.19
c muestra al-
gunos LED típicos.
Luminosidad del diodo LED
La luminosidad de un LED depende de la corriente. Cuando VS es mucho mayor que VD en la Ecuación (5.13), la
luminosidad del LED es aproximadamente constante. Por ejemplo, unTIL222 es un diodo LED verde con una ten-
sión en directa comprendida entre 1,8 (valor mínimo) y 3 V (valor máximo), para una corriente de 25 mA. Si un
circuito como el de la Figura 5.19b se fabrica en serie utilizando un TIL222, la luminosidad del LED será prácti-
camente constante siVS es mucho mayor queVD. Si VS sólo es ligeramente mayor queVD, la luminosidad del LED
variará de forma importante de un circuito al siguiente.
La mejor forma de controlar la luminosidad es excitando al LED con una fuente de corriente. De esta forma, la
luminosidad es constante porque la corriente es constante. Cuando estudiemos los transistores (funcionan como
fuentes de corriente), veremos cómo emplear un transistor para excitar a un LED.
Tensión de disrupción
Los LED presentan tensiones de disrupción muy bajas, típicamente comprendidas entre 3 y 5V. Por esta razón, se
destruyen fácilmente si se polarizan en inversa con una tensión muy grande. Cuando tenga que detectar averías en
un circuito con diodos LED y el LED no luzca, compruebe la polaridad de la conexión del LED, con el fin de ase-
gurarse de que está polarizado en directa.
A menudo, se emplean diodos LED para indicar la presencia de tensión de alimentación en un equipo. En este
caso, se puede utilizar un diodo rectificador conectado en paralelo con el LED para impedir que el LED se destruya
si se polariza en inversa. Más adelante se proporciona un ejemplo de utilización de un diodo rectificador para pro-
teger a un LED.
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
VD
VS VD
RS
+
–
+
–
VS
RS
+
– –
(a)
(b)
+
Rojo Verde
(c)
154 Capítulo 5

Display de siete segmentos
La Figura 5.20a muestra un display de siete segmentos. Contiene siete diodos LED rectangulares ( A hasta G).
Cada LED se denomina segmento porque forma parte del carácter que se están mostrando. La Figura 5.20b es un
esquemático de un display de siete segmentos. Las resistencias serie
externas se incluyen para limitar las corrientes a niveles seguros. Co-
nectando a masa una o más resistencias, podemos formar cualquier
dígito de 0 a 9. Por ejemplo, conectando a masa A, B y C, visualiza-
mos un 7. Conectando a masa A, B, C, D y G visualizamos un 3.
Un display de siete segmentos también puede mostrar las letras
mayúsculas A, C, E y F, y las minúsculas b y d. Los diseñadores de
microprocesadores a menudo utilizan displays de siete segmentos
para mostrar todos los dígitos de 0 a 9, y las letras A, b, C, d, E y F.
El display de siete segmentos de la Figura 5.20
b se dice que es un
indicador de ánodo-común porque todos los ánodos se conectan jun-
tos. También hay disponibles indicadores de cátodo-común, en los
que todos los cátodos se conectan juntos.
Fotodiodo
Como se ha explicado anteriormente, una componente de corriente
inversa en un diodo es el flujo de los portadores minoritarios. Estos
portadores se deben a la energía térmica que mantiene alejados a los
electrones de valencia de sus orbitales, produciendo electrones libres y
huecos en el proceso. El tiempo de vida de los portadores minoritarios es corto, pero mientras existen, pueden con-
tribuir a la corriente inversa.
Cuando la luz bombardea una uniónpn, puede separar electrones de valencia. Cuando mayor es la luz incidente
en la unión, mayor será la corriente inversa en un diodo. Un fotodiodo es un diodo optimizado para tener la má-
xima sensibilidad a la luz. En este diodo, una ventana deja pasar la luz a través del encapsulado hasta la unión. La
luz incidente produce electrones libres y huecos. Cuanto mayor sea la intensidad de la luz, mayor será el número
de portadores minoritarios y mayor la corriente inversa.
La Figura 5.21 muestra el símbolo esquemático de un fotodiodo. Las flechas representan la luz incidente. Es
especialmente importante recordar que la fuente y las resistencias serie polarizan en inversa al diodo.
Amedida que
la luz se hace más intensa, la corriente inversa se incrementa. En fotodiodos típicos, la corriente inversa es del
orden de decenas de microamperios.
Optoacoplador
Un optoacoplador (también llamado optoaislador) combina un diodo LED y un fotodiodo en un mismo encapsu-
lado. La Figura 5.22 muestra un optoacoplador; está formado por un LED en la entrada y un fotodiodo en la salida.
La fuente de tensión y la resistencia generan un corriente que atraviesa al LED. A continuación, la luz procedente
del LED incide en el fotodiodo y se genera la corriente inversa en el circuito de salida. Esta corriente inversa pro-
duce una tensión en la resistencia de salida. La tensión de salida es igual a la tensión de alimentación de salida
menos la tensión que cae en la resistencia.
INFORMACIÓN ÚTIL
La principal desventaja de los diodos
LED es que presentan una corriente
considerable en comparación con
otros tipos de indicadores. En
muchos casos, los LED se excitan
mediante impulsos muy rápidos, en
lugar de con una corriente de
excitación constante, de este modo,
al ojo le parece que están encendidos
continuamente, y además consumen
menos potencia.
A
B
C
D
E
F
G
(b)
(a)
+
A C D E F G
B
Figura 5.20 Display de siete segmentos. (a) Disposición física de los segmentos.
(b) Esquemático.
V
R
–
+
Figura 5.21 La luz incidente aumenta la
corriente inversa en el fotodiodo.

Figura 5.22 El optoacoplador combina un LED y un fotodiodo.
Cuando la tensión de entrada varía, la cantidad de luz fluctúa. Esto quiere
decir que la tensión de salida varía de acuerdo con la tensión de entrada. Por
esta razón, a la combinación de un diodo LED y un fotodiodo se le denomina
optoacoplador. El dispositivo puede acoplar una señal de entrada al circuito
de salida. Otros tipos de optoacopladores utilizan fototransistores, fototiristo-
res y otros dispositivos ópticos en sus circuitos de salida. Estos dispositivos se
estudiarán en capítulos posteriores.
La ventaja fundamental de un optoacoplador es el aislamiento eléctrico
entre los circuitos de entrada y de salida. En un optoacoplador , el único con-
tacto entre la entrada y la salida es el haz de luz. Por esto, es posible disponer
de una resistencia de aislamiento entre los dos circuitos de miles de megaoh-
mios. Este tipo de aislamiento resulta útil en aplicaciones de alta tensión en las
que los potenciales de dos circuitos pueden diferir en varios miles de voltios.
Diodo láser
En un LED, los electrones libres emiten luz cuando caen de un nivel de energía a otro de menor energía. Los elec-
trones libres caen de forma aleatoria y continua, lo que da lugar a ondas luminosas que tienen fases entre 0 y 360°.
La luz que contiene muchas fases diferentes se denomina luz no coherente. Un LED genera luz no coherente.
Un diodo láser es diferente: genera luz coherente. Esto quiere decir que todas las ondas luminosasestán en fase
entre sí. La idea básica de un diodo láser consiste en emplear una cámara de resonancia con espejos que refuerce
la emisión de ondas luminosas a una misma frecuencia y fase. Gracias a la resonancia, un diodo láser produce un
haz estrecho de luz que es muy intenso, puro y está enfocado.
Los diodos láser también se conocen como diodos semiconductores. Estos diodos pueden generar luz visible
(roja, verde o azul) y luz no visible (infrarroja). Los diodos láser se emplean en una amplia variedad de aplicacio-
nes: telecomunicaciones, comunicación de datos, multidifusión, en los campos industrial y aeroespacial, en la
realización de pruebas y medidas, y en la industria médica y de defensa.
También se utilizan en las impresoras láser
y los productos de consumo que requieren sistemas de discos ópticos de gran capacidad, como los reproductores
de discos compactos (CD) y de vídeo digital (DVD). En la multidifusión se usan junto con cables de fibra óptica
para incrementar la velocidad de Internet.
Un cable de fibra óptica es similar a un par trenzado, excepto en que los hilos son fibras flexibles y delgadas
de vidrio o plástico que transmiten haces de luz en lugar de electrones libres. La ventaja es que se puede enviar
mucha más información a través de los cables de fibra de óptica que mediante un cable de cobre.
Se están encontrando otras nuevas aplicaciones a medida que la longitud de onda del láser se acerca al espec-
tro visible con los diodos láser VLD (visible laser diode). También se están empleando diodos próximos a los in-
frarrojos en sistemas de visión de maquinaria, sensores y sistemas de seguridad.
R2
–
+
–
+
–
+
–
+
+
–
Vin
V1
R1
Vout V2
156 Capítulo 5
INFORMACIÓN ÚTIL
Una especificación importante del
optoacoplador es su relación de
transferencia de corriente, que es la
relación de la corriente de salida del
dispositivo (fotodiodo o fototran-
sistor) respecto de su corriente de
entrada (LED).
Ejemplo 5.12
La Figura 5.23a muestra un comprobador de polaridad de la tensión. Se puede emplear para probar una tensión
continua de polaridad desconocida. Cuando la tensión continua es positiva, el LED verde se enciende. Cuando la
tensión continua es negativa, se enciende el LED rojo. ¿Cuál es la corriente aproximada del LED si la tensión con-
tinua de entrada es de 50 V y la resistencia serie tiene un valor de 2,2 k⍀?
SOLUCIÓN Utilizaremos una tensión directa de aproximadamente 2 V para cada uno de los LED. Aplicando
Ecuación (5.13), tenemos:
IS ⫽ ᎏ
50
2
V
.,2
⫺
k⍀
2 V
ᎏ ⫽ 21,8 mA

Figura 5.23 (a) Indicador de polaridad. (b) Comprobador de continuidad.
Ejemplo 5.13
La Figura 5.23b es un comprobador de continuidad. Después de desconectar la alimentación del circuito bajo
prueba, puede utilizar este circuito para comprobar la continuidad de los cables, los conectores y los interruptores.
¿Cuál es la corriente del LED si la resistencia serie es de 470 ⍀?
SOLUCIÓN Cuando se cortocircuitan (continuidad) los terminales de entrada, la batería interna de 9 V genera
una corriente en el LED de:
IS ⫽ ᎏ
9
4
V
7
⫺
0 ⍀
2 V
ᎏ ⫽ 14,9 mA
PROBLEMA PRÁCTICO 5.13 En el circuito de la Figura 5.23, ¿qué valor debería utilizarse para la resistencia
serie, para generar una corriente en el LED de 21 mA?
Ejemplo 5.14
A menudo, los LED se utilizan para indicar la existencia de tensiones alternas. La Figura 5.24 muestra una fuente de
tensión que excita a un indicador LED. Cuando hay una tensión alterna, quiere decir que hay corriente por el LED
en los semiciclos positivos. En los semiciclos negativos, el diodo rectificador funciona y protege al LED de una ten-
sión inversa excesiva. Si la tensión alterna de la fuente es de 20 V rms y la resistencia serie es de 680 ⍀, ¿cuál es la
corriente media por el LED? Calcule también la disipación aproximada de potencia en la resistencia serie.
Figura 5.24 Indicador de tensión alterna baja.
SOLUCIÓN La corriente por el LED es una señal de media onda rectificada. La tensión de pico de la fuente es
1,414 ⫻ 20 V, que es aproximadamente igual a 28 V. Ignorando la caída de tensión en el LED, la corriente de pico
aproximada es:
IS ⫽ ᎏ
6
2
8
8
0
V
⍀
ᎏ ⫽ 41,2 mA
El valor medio de la corriente de media onda que circula a través del LED es:
IS ⫽ ᎏ
41,2
␲
mA
ᎏ ⫽ 13,1 mA
RS
LED RECTIFICADOR
Vac
RS
TENSIÓN CONTINUA
(a)
PRUEBA DE
CONTINUIDAD
9 V
RS
+ –
(b)
VERDE
ROJO

Si ignoramos las caídas en los diodos del circuito de la Figura 5.24, lo que es equivalente a decir que
el extremo derecho de la resistencia serie está conectado a masa, la disipación de potencia en la resistencia serie es
igual a la tensión de fuente al cuadrado dividida entre el valor de la resistencia:
P ⫽ ᎏ
(
6
2
8
0
0
V
⍀
)2
ᎏ ⫽ 0,588 W
A medida que la tensión de la fuente de la Figura 5.24 aumenta, la disipación de potencia de la resistencia serie
puede incrementarse en varios vatios. Esto representa un inconveniente, ya que una resistencia de alta potencia es
muy voluminosa y no resulta adecuada en la mayoría de las aplicaciones.
PROBLEMA PRÁCTICO 5.14 Si la tensión alterna de entrada en el circuito de la Figura 5.24 es 120V y la re-
sistencia serie es de 2 k ⍀, halle la corriente media por el LED y la disipación de potencia aproximada en la
resistencia serie.
Ejemplo 5.15
El circuito de la Figura 5.25 muestra un indicador LED para la tensión de la red eléctrica. La idea es básicamente
la misma que en el circuito de la Figura 5.24, excepto en que ahora se utiliza un condensador en lugar de una re-
sistencia. Si la capacidad es de 0,68 ␮F, ¿cuál es la corriente media por el LED?
SOLUCIÓN Calculamos la reactancia capacitiva:
XC ⫽ ᎏ
2␲
1
fC
ᎏ ⫽ ⫽ 3,9 k⍀
Ignorando la caída de tensión en el LED, la corriente
aproximada de pico por el LED será:
La corriente media por el LED es:
IS ⫽ ᎏ
43,6
␲
mA
ᎏ ⫽ 13,9 mA
¿Qué ventaja tiene utilizar un condensador serie en lugar de una resistencia serie?
Dado que la tensión y la corriente
en un condensador están desfasadas 90°, no hay ninguna disipación de potencia en el condensador. Si se utilizara
una resistencia de 3,9 k⍀ en lugar de un condensador, la disipación de potencia sería de aproximadamente 3,69 W.
La mayoría de los diseñadores pereferirán emplear un condensador, ya que es más pequeño e idealmente no genera
calor.
Ejemplo 5.16
¿Cuál es la función del circuito de la Figura 5.26?
SOLUCIÓN Se trata de un indicador de fusible
fundido. Si el fusible está bien, el LED permanece
apagado porque hay aproximadamente una tensión
de cero en el indicador LED. Por el contrario, si el
fusible está abierto, quiere decir que parte de la ten-
sión de la red cae en el indicador LED y éste se en-
ciende.
Figura 5.26 Indicador de fusible fundido.
120 V
60 Hz
V2
FUSIBLE
C
IS = =
170
43 6
V
3,9k
mA
Ω
,
1
ᎏᎏᎏ
2␲(60 Hz)(0,68 ␮F)
Figura 5.25 Indicador de tensión alterna alta.
120 V
60 Hz
V2
FUSIBLE
C
158 Capítulo 5

A medida que aumenta la frecuencia, el funcionamiento de los diodos
rectificadores de pequeña señal comienza a deteriorarse. Ya no pue-
den conmutar tan rápidamente como para generar una señal de media
onda bien definida. La solución para este problema se encuentra en
los diodos Schottky. Antes de entrar a describir este diodo de propó-
sito especial, veamos cuál es el problema que se plantea con los dio-
dos normales de pequeña señal.
Almacenamiento de carga
La Figura 5.27a muestra un diodo de pequeña señal y la Figura 5.27
b
ilustra sus bandas de energía. Como se puede ver, los electrones de la
banda de conducción se han difundido a través de la unión y se han
desplazado hacia la región p antes de recombinarse (camino A). De
forma similar, los huecos han atravesado la unión y se han despla-
zado a la región n antes de producirse la recombinación (camino B).
Cuanto mayor es el tiempo de vida, mayor cantidad de car
gas pueden
desplazarse antes de producirse la recombinación.
Por ejemplo, si el tiempo de vida es igual a 1 ␮s, los electrones li-
bres y los huecos existen durante un tiempo medio de 1␮s antes de que la recombinación tenga lugar
. Esto permite
a los electrones libres penetrar profundamente en la región p, donde permanecen almacenados temporalmente en
la banda de mayor energía. De forma similar, los huecos penetran profundamente en la región n, donde permane-
cen almacenados temporalmente en la banda de menor energía.
Cuanto mayor es la corriente directa, mayor es el número de cargas que tienen que atravesar la unión. Cuanto
mayor es el tiempo de vida, más profunda es la penetración de esas car gas y más tiempo permanecen en las ban-
das de mayor y menor energía. El almacenamiento temporal de los electrones libres en la banda de mayor energía
y de los huecos en la banda de menor energía es lo que se conoce como almacenamiento de carga.
Figura 5.27 Almacenamiento de carga. (a) La polarización directa crea cargas almacenadas. (b) Cargas almacenadas en las bandas de alta
y baja energía.
Figura 5.28 Las cargas almacenadas generan un breve corriente inversa. (a) La fuente de corriente se invierte de repente. (b) Flujo de cargas
almacenadas en dirección inversa.
(a) (b)
+
–
ENERGÍA FLUJO DE
ELECTRONES
FLUJO DE
HUECOS
(a)
–
+
ENERGÍA
(b)
p
n
A
B
INFORMACIÓN ÚTIL
Los diodos Schottky son, relativa-
mente, dispositivos de alta corriente,
capaces de conmutar rápidamente a
la vez que proporcionan corrientes
en directa en las vecindades de los
50 A. También merece la pena
destacar que los diodos Schottky
normalmente presentan tensiones de
disrupción bajas comparadas con las
de los diodos rectificadores normales
de unión pn.

160 Capítulo 5
El almacenamiento de carga produce corriente inversa
Cuando se intenta conmutar de directa a inversa un diodo, el almacenamiento de car
ga crea un problema. ¿Por qué?
Porque si de repente se polariza el diodo en inversa, las car
gas almacenadas fluirán en la dirección inversa durante
un rato. Cuanto mayor sea el tiempo de vida, durante más tiempo esas car gas pueden contribuir a incrementar la
corriente inversa.
Por ejemplo, suponga que un diodo que está polarizado en directa de repente se polariza en inversa, como se
muestra en la Figura 5.28a. Entonces, durante unos instantes, puede existir una corriente inversa grande debida al
flujo de las cargas almacenadas, como se ve en la Figura 5.28 b. Hasta que las cargas almacenadas atraviesen la
unión o se recombinen, la corriente inversa se mantendrá.
Tiempo de recuperación inverso
El tiempo que tarda en cortarse un diodo polarizado en directa se denomina
tiempo de recuperación inverso trr. Las
condiciones para medir trr varían de un fabricante a otro. En la práctica, trr es el tiempo que tarda la corriente in-
versa en caer a un 10 por ciento de la corriente directa.
Por ejemplo, el 1N4148 tiene un trr de 4 ns. Si este diodo tiene una corriente directa de 10 mA y de repente se
polariza en inversa, tardará aproximadamente 4 ns en que la corriente inversa disminuya a 1 mA. El tiempo de re-
cuperación inverso es tan pequeño en los diodos de pequeña señal que su efecto no se notará a frecuencias por de-
bajo de 10 MHz. Sólo cuando se trabaje a frecuencias por encima de 10 MHz habrá que tener en cuenta trr.
Rectificación pobre a altas frecuencias
¿Qué efecto tiene el tiempo de recuperación inverso sobre la rectificación? Fíjese en el rectificador de media onda
de la Figura 5.29a. A frecuencias bajas, la salida es una señal de media onda rectificada. Sin embar go, cuando la
frecuencia entra en el rango de los megahercios, la señal de salida comienza a desviarse de la forma de media onda,
como se muestra en la Figura 5.29b. En las proximidades del semiciclo inverso se detecta cierta conducción (apa-
recen lo que se conoce como colas).
El problema es que el tiempo de recuperación de inversa se ha convertido en una parte significativa del perío-
do, permitiendo la conducción durante la primera parte del semiciclo negativo. Por ejemplo, si trr ⫽ 4 ns y el pe-
ríodo es de 50 ns, la primera parte del semiciclo inverso presentará colas similares a las mostradas en la Figura
5.29b. A medida que la frecuencia sigue aumentando, el rectificador deja de ser efectivo.
Eliminación de la carga almacenada
La solución a este problema de las colas se encuentra en un dispositivo de propósito especial: el diodo Schottky.
Este tipo de diodo utiliza un metal, como por ejemplo oro, plata o platino en un lado de la unión y silicio dopado
(normalmente de tipo n) en el otro lado. Debido a la existencia de metal en una lado de la unión, el diodo Schottky
no tiene zona de deplexión. La falta de esta zona implica que no habrá cargas almacenadas en la unión.
Cuando un diodo Schottky no está polarizado, los electrones libres del lado n se encuentran en orbitales más
pequeños que los electrones libres del lado del metal. Esta diferencia en el tamaño de los orbitales se denomina
barrera Schottky, de aproximadamente 0,25 V. Cuando el diodo está polarizado en directa, los electrones libres
del lado n pueden ganar la suficiente energía como para pasar a orbitales más grandes. Por esta razón, los elec-
trones libres pueden atravesar la unión y entrar en el metal, produciendo una corriente directa grande. Dado que
en el metal no hay huecos, no hay almacenamiento de car ga y, por tanto, tampoco tiempo de recuperación in-
verso.
Diodo de portadores activos
En ocasiones, el diodo Schottky recibe el nombre dediodo de portadores activos. Este nombre se debe a que la po-
larización directa aumenta la energía de los electrones del ladon a un nivel mayor que el de los electrones del lado
metálico de la unión. Este incremento de energía es el que inspiró el nombre de portadores activos para los elec-
trones del lado n. Tan pronto como estos electrones con mayor energía atraviesan la unión, caen en el metal, que
tiene una banda de conducción de menor energía.
Alta velocidad de conmutación
La falta de almacenamiento de car ga se traduce en que el diodo Schottky puede conmutar más rápido que lo que
puede un diodo normal. De hecho, un diodo Schottky puede rectificar fácilmente a frecuencias por encima de

–
+
V
SCHOTTKY
t
V
(a) (b)
Figura 5.30 Los diodos Schottky eliminan las colas a altas fre-
cuencias. (a) Circuito con un diodo Schottky. (b) Señal de media onda
a 300 MHz.
300 MHz. Cuando se utiliza en un circuito como el de la Figura 5.30a, el diodo Schottky genera una señal de media
onda perfecta, como la mostrada en la Figura 5.30b, incluso a frecuencias por encima de 300 MHz.
La Figura 5.30a muestra el símbolo esquemático de un diodo Schottky. Observe el lado del cátodo, las líneas
simulan una S, de Schottky, lo que facilita recordar que se trata del símbolo esquemático de este dipositivo.
Aplicaciones
La aplicación más importante de los diodos Schottky se encuentra en las computadoras digitales. La velocidad de
las computadoras depende de cómo de rápido conmuten sus diodos y transistores, y aquí es donde entra el diodo
Schottky. Puesto que no tiene almacenamiento de carga, el diodo Schottky se ha convertido en la columna verte-
bral de la familia TTL Schottky de baja potencia, un grupo de dispositivos digitales ampliamente utilizado.
Por último, comentar que, dado que el diodo Schottky tiene una barrera de potencial de sólo 0,25 V, ocasional-
mente se emplea en rectificadores en puente de baja tensión porque sólo resta 0,25V en lugar de los habituales 0,7V
por diodo cuando se aplica la segunda aproximación. Para una fuente de alimentación de baja tensión, esta menor
caída de tensión del diodo es una ventaja.
5.10 El varactor
El varactor (también denominado condensador controlado por tensión, varicap, epicap y diodo de sintonización)
se emplea ampliamente en receptores de televisón, receptores de FM y otros equipos de comunicaciones, ya que
puede utilizarse en mecanismos de sintonización electrónica.
Idea básica
En la Figura 5.31a, la zona de deplexión se encuentra entre la región p y la región n. Las regiones p y n son como
las placas de un condensador y la zona de deplexión es como el dieléctrico. Cuando un diodo está polarizado en
inversa, la anchura de la zona de deplexión aumenta con la tensión inversa. Dado que la zona de deplexión se hace
más ancha cuanto mayor es la tensión inversa, la capacidad se hace más pequeña. Esto es como alejar las placas
del condensador. La idea básica es que la capacidad está controlada por la tensión inversa.
Circuito equivalente y símbolo
La Figura 5.31b muestra el circuito equivalente de alterna para un diodo polarizado en inversa. En otras pa-
labras, con una señal alterna, el varactor se comporta igual que un condensador variable. La Figura 5.31c mues-
tra el símbolo esquemático de un varactor. La inclusión de un condensador en serie con el diodo es simplemente
un recordatorio de que un varactor es un dispositivo que ha sido optimizado en sus propiedades de capacidad
variable.
La capacidad disminuye para tensiones inversas altas
La Figura 5.31d muestra cómo varía la capacidad con la tensión inversa. Esta gráfica ilustra que la capacidad dis-
minuye cuando la tensión inversa aumenta. Lo realmente importante es que la tensión continua inversa controla la
capacidad.
Figura 5.29 Las cargas almacenadas degradan el compor-
tamiento del rectificador a alta frecuencia. (a) Circuito rectificador
con un diodo normal de pequeña señal. (b) En los semiciclos
negativos, a altas frecuencias, los diodos presentan una conducción
apreciable (colas).
+
–
V
DIODO NORMAL
V
t
(a) (b)

Figura 5.31 Varactor. (a) Las regiones dopadas son como las placas de un condensador separadas por el dieléctrico. (b) Circuito equivalente
de alterna. (c) Símbolo esquemático. (d) Gráfica de la capacidad en función de la tensión inversa.
Figura 5.32 Hoja de características parcial del MV209 (Copyright de Semiconductor Components Industries, LLC. Utilizada con su permiso).
¿Cómo se utiliza un varactor? Se conecta en paralelo con una bobina para formar un circuito resonante para-
lelo. Este circuito tiene una sola frecuencia para la que la impedancia es máxima, y se conoce comofrecuencia de
resonancia. Si se varía la tensión inversa continua aplicada al varactor, la frecuencia de resonancia también varía.
Éste es el principio que hay detrás de la sintonización electrónica de una emisora de radio, un canal de TV, etc.
40
36
28
32
24
20
16
C
T
,
CAPACIDAD
-
pF
VR, TENSIÓN INVERSA (VOLTIOS)
12
8
4
0
3 10 30 100
1
f = 1,0 MHz
TA = 25C
CAPACIDAD DEL DIODO
+ + +
+ + +
+ + +
– – –
– – –
– – –
p n
ZONA DE DEPLEXIÓN
(a)
CT
(b)
(c)
CT
V
(d)
162 Capítulo 5
Ct, Diode Capacitance Q, Figure of Merit CR, Capacitance Ratio
VR = 3.0 Vdc, f = 1.0 MHz VR = 3.0 Vdc C3/C25
pF f = 50 MHz f = 1.0 MHz (Note 1)
Device Min Nom Max Min Min Max
MMBV109LT1, MV209 26 29 32 200 5.0 6.5
1. CR is the ratio of Ct measured at 3 Vdc divided by Ct measured at 25 Vdc.

Figura 5.33 Perfiles de dopaje. (a) Unión abrupta. (b) Unión hiperabrupta.
Características del varactor
Puesto que la capacidad está controlada por tensión, los varactores han reemplazado a los condensadores de sin-
tonización mecánicos en muchas aplicaciones, como son los receptores de televisión y las radios de automóvi-
les. Las hojas de características de los varactores especifican un valor de referencia de la capacidad medida para
una tensión inversa específica, normalmente entre ⫺3 V y ⫺4 V. La Figura 5.32 muestra una hoja de carac-
terísticas parcial de un diodo varactor MV209. Especifica una capacidad de referenciaCt de 29 pF para una ten-
sión de –3 V.
Además de proporcionar el valor de referencia de la capacidad, normalmente, las hojas de características es-
pecifican una relación de capacidades, CR, o rango de sintonización asociado con un rango de tensiones. Por
ejemplo, junto con el valor de referencia de 29 pF, la hoja de características de un MV209 muestra una relación
de capacidades mínima de 5:1 para una rango de tensiones comprendido entre –3 V y –25 V. Esto significa que
la capacidad, o rango de sintonización, disminuye desde 29 a 6 pF cuando la tensión varía entre –3 V y –25 V.
El rango de sintonización de un varactor depende del nivel de dopaje. Por ejemplo, la Figura 5.33a muestra el
perfil de dopaje para un diodo de unión abrupta (el tipo normal de diodo). El perfil muestra que el dopaje es uni-
forme en ambos lados de la unión. El rango de sintonización de un diodo de unión abrupta está entre 3 :1 y 4:1.
Para obtener rangos de sintonización mayores, algunos varactores tienen una unión hiperabrupta, aquella que
tiene un perfil de dopaje como el mostrado en la Figura 5.33b. Este perfil nos dice que el nivel de dopaje aumenta
a medida que nos aproximamos a la unión. Este fuerte dopaje produce una zona de deplexión más estrecha y una
capacidad mayor. Además, las variaciones de la tensión inversa tienen efectos más pronunciados en la capacidad.
Un varactor con una unión hiperabrupta tiene un rango de sintonización de aproximadamente 10:1, suficiente para
sintonizar una radio AM en su rango de frecuencias de 535 a 1605 kHz. (Nota: se necesita un rango de 10:1, por-
que la frecuencia de resonancia es inversamente proporcional a la raíz cuadrada de la capacidad.)
NIVEL DE
DOPAJE
DISTANCIA
DESDE
LA UNIÓN
n p
(a) (b)
NIVEL DE
DOPAJE
DISTANCIA
DESDE
LA UNIÓN
n p
Ejemplo 5.17
¿Qué función realiza el circuito de la Figura 5.34a?
Figura 5.34 Los varactores pueden sintonizar circuitos resonantes. (a) El transistor (fuente de corriente) excita al circuito tanque
sintonizado LC. (b) Circuito equivalente de alterna.
CIRCUITO DE
TRANSISTOR C
SALIDA
ACOPLO
L
–Vcontrol
R
(a)
CONDENSADOR
VARIABLE
L
(b)
I

164 Capítulo 5
SOLUCIÓN Como se ha mencionado en el Capítulo 1, un transistor es un dispositivo semiconductor que se
comporta como una fuente de corriente. En la Figura 5.34a, el transistor introduce una cantidad fija de milliampe-
rios en circuito tanque resonante LC. Una tensión continua negativa polariza en inversa el varactor. Variando esta
tensión continua de control, podemos variar la frecuencia de resonancia del circuito LC.
En lo que respecta a la señal alterna, podemos utilizar el circuito equivalente mostrado en la Figura 5.34 b. El
condensador de acoplo actúa como un cortocircuito. Una fuente de corriente alterna excita al circuito tanque reso-
nante LC. El varactor se comporta como un condensador variable, lo que quiere decir que podemos variar la
frecuencia de resonancia variando la tensión continua de control. Ésta es la idea fundamental que hay detrás de
la sintonización de los receptores de radio y de televisión.
5.11 Otros diodos
Además de los diodos de propósito especial que hemos visto hasta aquí, existen otros que también debería cono-
cer. Ya que son extremadamente especializados, sólo proporcionamos una breve descripción.
Varistores
Los rayos, los fallos de la red eléctrica y los transitorios pueden contaminar la tensión alterna de la red superpo-
niendo valles y picos a la tensión normal de 120 V (240 V) rms. Los valles son caídas de tensión importantes que
duran unos microsegundos o menos. Los picos son sobretensiones muy breves de hasta 2000 V o más. En algunos
equipos se utilizan filtros entre la alimentación de la red y el primario del transformador para eliminar los proble-
mas causados por los transitorios de la tensión alterna de la red.
Uno de los dispositivos que se emplean para filtrar la tensión de la red es el varistor (también denominado
supresor de transitorios). Este dispositivo semiconductor es como dos diodos zener conectados en oposición con
una tensión de disrupción alta en ambas direcciones. Los varistores están disponibles comercialmente con tensio-
nes de disrupción comprendidas entre 10 y 1000 V, puede manipular corrientes transitorias de pico de cientos a
miles de amperios.
Por ejemplo, un V130LA2 es un varistor con una tensión de disrupción de 184 V (equivalente a 130 V rms) y
una corriente de pico de 400 A. Si conecta uno de estos dispositivos en paralelo con el devanado del primario,
como se muestra en la Figura 5.35a, no tendrá que preocuparse por las sobretensiones. El varistor recortará todos
los picos de tensión al nivel de 184 V y protegerá la fuente de alimentación.
Diodo regulador de corriente
Estos diodos funcionan exactamente al revés que los diodos zener
. En lugar de mantener la tensión constante, estos
diodos mantienen la corriente constante. Conocidos comodiodos reguladores de corriente (o diodos de corriente
constante), estos dispositivos mantienen su corriente constante cuando la tensión varía. Por ejemplo, el 1N5305 es
un diodo de corriente constante con una corriente típica de 2 mA en un rango de tensiones comprendido entre 2 y
100 V. La Figura 5.35b muestra el símbolo esquemático de un diodo regulador de corriente. En la Figura 5.35b, el
diodo mantendrá la corriente de car ga constante en 2 mA, incluso aunque la resistencia de car ga varíe entre 1 y
49 k⍀.
Figura 5.35 (a) El varistor protege al primario de los transitorios de la red. (b) Diodo regulador de corriente.
C
120 V ac
RL
V130LA2
(a) (b)
1 a 49 k⍀
1N5305
+100 V

Figura 5.36 Diodo de recuperación en escalón. (a) El perfil de dopaje muestra que el dopaje es menor cerca de la unión. (b) Circuito que
rectifica una señal alterna de entrada. (c) El bloqueo produce un escalón de tensión positiva rico en armónicos.
Diodos de recuperación en escalón
El diodo de recuperación en escalón tiene el poco usual perfil de dopaje mostrado en la Figura 5.36 a. Esta grá-
fica indica que la densidad de los portadores disminuye en las proximidades de la unión. Esta inusual distribución
de los portadores produce un fenómeno conocido como bloqueo rápido inverso.
La Figura 5.36b ilustra el símbolo esquemático de este diodo. Durante el semiciclo positivo, el diodo conduce
como cualquier diodo de silicio. Pero durante el semiciclo negativo, aparece una corriente inversa durante un breve
período de tiempo debida a las cargas almacenadas y luego se hace cero de repente.
La Figura 5.36c muestra la tensión de salida. Ésta ilustra cómo el diodo, durante unos instantes, conduce en
inversa y luego de repente se bloquea. Por esto es por lo que este diodo también recibe el nombre dediodo de blo-
queo rápido. Este escalón repentino de la corriente es rico en armónicos y se puede filtrar para generar una onda
sinusoidal de muy alta frecuencia (losarmónicos son múltiplos de la frecuencia de entrada, como por ejemplo, 2
fin,
3fin y 4fin). Por esto, los diodos de recuperación en escalón son útiles en los multiplicadores de frecuencia, circui-
tos cuya frecuencia de salida es un múltiplo de la frecuencia de entrada.
Diodos opuestos
Normalmente, los diodos zener tienen tensiones de disrupción mayores que 2V. Incrementando el nivel de dopaje,
podemos conseguir que el efecto zener tenga lugar en las proximidades de cero. La conducción en directa sigue te-
niendo lugar alrededor de los 0,7 V, pero ahora la conducción en inversa (disrupción) comienza aproximadamente
en ⫺0,1 V.
Un diodo que responde a una gráfica como la de la Figura 5.37
a se llama diodo opuesto porque conduce mejor
en inversa que en directa. La Figura 5.34b muestra una onda sinusoinal con un pico de 0,5V que excita a un diodo
opuesto y a una resistencia de carga (observe que se emplea el símbolo del zener para el diodo opuesto). La ten-
sión de 0,5 V no es suficiente para que el diodo conduzca en directa, pero sí lo es para hacer que entre en disrup-
ción. Por tanto, la salida es una señal de media onda con una tensión de pico de 0,4 V, como se muestra en la Fi-
gura 5.37b.
Los diodos opuestos se emplean ocasionalmente para rectificar señales débiles con amplitudes de pico com-
prendidas entre 0,1 y 0,7 V.
Diodos túnel
Incrementando el nivel de dopaje de un diodo opuesto, podemos conseguir que la disrupción se produzca en 0 V.
Además, el fuerte dopaje distorsiona la curva en la región directa, como se muestra en la Figura 5.38 a. Un diodo
que responde a una gráfica como ésta se denomina diodo túnel.
Figura 5.37 Diodo opuesto. (a) La disrupción tiene lugar a ⫺0,1 V. (b) Circuito para rectificar una señal alterna débil.
–0,1
0,7
V
DIODO
OPUESTO
0,5-V
PICO
0,4 V
PICO
(b)
(a)
I
(a) (b) (c)
DIODO DE
RECUPERACIÓN
EN ESCALÓN
n p
NIVEL DE DOPADO
DISTANCIA
10 MHz
V
–
+
0,1 µs
V
t

La Figura 5.38b muestra el símbolo esquemático de un diodo túnel. Este tipo de diodo presenta un fenómeno
conocido como resistencia negativa, lo que quiere decir que un incremento en la tensión directa genera una
disminución en la corriente directa, al menos en la parte de la gráfica comprendida entreVP y VV. La resistencia
negativa de los diodos túnel es útil en los circuitos de alta frecuencia conocidos comoosciladores. Estos circui-
tos son capaces de generar una señal sinusoidal, similar a la que produce un generador de alterna. Pero,
a diferencia del generador de alterna, que convierte ener gía mecánica en una señal sinusoidal, un oscilador
convierte energía continúa en una señal sinusoidal. En los próximos capítulos veremos cómo construir oscila-
dores.
Diodos PIN
Un diodo PIN es un dispositivo semiconductor que funciona como una resistencia variable para las frecuencia de
RF y microondas. La Figura 5.39 a muestra cómo se construye. Consta de un material semiconductor intrínseco
(puro) colocado entre los materiales de tipo p y de tipo n. La Figura 5.39b muestra el símbolo esquemático del
diodo PIN.
Cuando este diodo está polarizado en directa, actúa como una resistencia controlada por corriente. La Figura
5.39c ilustra cómo disminuye la resistencia serie RS del diodo PIN cuando aumenta la corriente directa. Cuando
está polarizado en inversa, el diodo PIN se comporta como un condensador de valor fijo. Este diodo se usa am-
pliamente en circuitos moduladores de RF y microondas.
Tabla de dispositivos
La Tabla-resumen 5.1 enumera todos los dispositivos de propósito especial estudiados en el capítulo. El diodo
zener resulta útil en los reguladores de tensión, el LED es un buen indicador de alterna o continua, el display de
siete segmentos se emplea en instrumentos de medida, etc. Es aconsejable que estudie la tabla y memorice las ideas
que contiene.
Figura 5.38 Diodo túnel. (a) La disrupción se produce a 0 V. (b) Símbolo esquemático.
Figura 5.39 Diodo PIN. (a) Construcción. (b) Símbolo esquemático. (c) Resistencia serie.
RESISTENCIA
SERIE,
R
S
(c)
CORRIENTE DIRECTA, IF
(a) (b)
P N
I o
IP
I
IV
VP VV
V
(a) (b)
166 Capítulo 5

SEC. 5.1 EL DIODO ZENER
Se trata de un diodo especial optimizado
para operar en la región de disrupción.
Su principal uso se encuentra en los
reguladores de tensión (circuitos que
mantienen la tensión en la carga
constante). Idealmente, un diodo zener
polarizado en inversa funciona como
una batería perfecta. En una segunda
aproximación, presenta una resistencia
interna que genera una pequeña tensión
adicional.
SEC. 5.2 EL REGULADOR ZENER
CON CARGA
Cuando se conecta un diodo zener en
paralelo con una resistencia de carga, la
corriente que fluye a través de la resis-
tencia limitadora de corriente es igual a
la suma de la corriente del zener más la
corriente por la carga. El proceso para
analizar un regulador zener consiste en
hallar la corriente serie, la corriente por
Tabla-resumen 5.1 Dispositivos de propósito especial
Dispositivo Concepto clave Aplicación
Diodo zener Opera en la región de disrupción Reguladores de tensión
LED Emite luz no coherente Indicadores de continua o alterna
Display de siete segmentos Muestra números en la pantalla Instrumentos de medida
Fotodiodo La luz genera portadores minoritarios Detectores de luz
Optoacoplador Combina un LED y un fotodiodo Aisladores de entrada/salida
Diodo láser Emite luz coherente Reproductores de discos CD/DVD,
multidifusión
Diodo Schottky No presenta almacenamiento de carga Rectificadores de alta frecuencia (300 MHz)
Varactor Actúa como un condensador variable Sintonizadores de receptores y TV
Varistor Disrupción en directa y en inversa Protectores frente a las sobretensiones de la
red eléctrica
Diodo regulador de corriente Mantiene la corriente constante Reguladores de corriente
Diodo de recuperación en escalón
Se bloquea durante la conducción en
inversa
Multiplicadores de frecuencia
Diodo opuesto Conduce mejor en inversa Rectificadores de señales débiles
Diodo túnel Tiene una región de resistencia negativa Osciladores de alta frecuencia
Diodo PIN Resistencia controlada Comunicaciones por microondas
Resumen
la carga y la corriente del zener (en este
orden).
SEC. 5.3 SEGUNDA
APROXIMACIÓN DE
UN DIODO ZENER
En la segunda aproximación, podemos
ver el zener como una batería de tensión
VZ y una resistencia serie RZ. La corriente
que circula por RZ genera una tensión
adicional en el diodo, pero habitual-
mente es muy pequeña. Para calcular la
reducción del rizado hay que conocer
la resistencia del zener.
SEC. 5.4 PUNTO LÍMITE DE
FUNCIONAMIENTO DEL
DIODO ZENER
Un regulador zener dejará de regular si el
diodo zener se sale de la región de dis-
rupción. Las condiciones del caso peor se
producen para la tensión de fuente míni-
ma, la resistencia serie máxima y la resis-
tencia de carga mínima. Para que el
regulador zener funcione correctamente
bajo todas las condiciones de operación,
debe circular corriente por el zener bajo
las condiciones del caso peor.
SEC. 5.5 LECTURA DE UNA HOJA
DE CARACTERÍSTICAS
Los parámetros más importantes de la
hoja de características de los diodos
zener son la tensión del zener, la poten-
cia máxima, la corriente máxima y la
tolerancia. Los diseñadores también ne-
cesitan conocer la resistencia del zener,
el factor de ajuste y algunos otros
parámetros.
La detección de averías es un arte y una
ciencia. Por ello, lo que se puede apren-
der en un libro es limitado. El resto tiene
que aprenderse de la experiencia directa
al trabajar con circuitos averíados. Dado

que la detección de averías es un arte, a
menudo, plantearse preguntas como
¿Es posible que...? ayuda a llegar a una
solución.
SEC. 5.7 RECTAS DE CARGA
La intersección de la recta de carga y de
la gráfica del zener es el punto Q.
Cuando la tensión de fuente varía, se
obtiene una recta de carga diferente con
un punto Q distinto. Aunque los dos
puntos Q pueden tener corrientes dis-
tintas, las tensiones son prácticamente
idénticas. Ésta es la demostración visual
de la regulación de tensión.
SEC. 5.8 DISPOSITIVOS
OPTOELECTRÓNICOS
El LED se utiliza mucho como indicador
en instrumentos, calculadoras y otros
equipos electrónicos. Combinando siete
diodos LED en un mismo encapsulado, se
obtiene un indicador de siete segmentos.
168 Capítulo 5
Otro importante dispositivo optoelectró-
nico es el optoacoplador, el cual permite
acoplar una señal entre dos circuitos
aislados.
SEC. 5.9 EL DIODO SCHOTTKY
El tiempo de recuperación inverso es el
tiempo que tarda un diodo en bloquear-
se después de que repentinamente se
conmute de polarización directa a pola-
rización inversa. Este período de tiempo
puede ser de sólo unos pocos nano-
segundos, pero establece un límite sobre
la frecuencia máxima a la que puede
trabajar un circuito rectificador. El diodo
Schottky es un diodo especial con un
tiempo de recuperación inverso de prác-
ticamente cero, por lo que resulta útil a
altas frecuencias donde son necesarios
tiempos de conmutación cortos.
SEC. 5.10 EL VARACTOR
La anchura de la zona de deplexión
aumenta con la tensión inversa. Esto se
debe a que la capacidad de un varactor
se puede controlar mediante la tensión
inversa. Una aplicación común es la
sintonización remota de equipos de radio
y de televisión.
SEC. 5.11 OTROS DIODOS
Los varistores son útiles como supresores
de transitorios. Los diodos de corriente
constante mantienen la corriente cons-
tante en lugar de la tensión. Los diodos
de recuperación en escalón se bloquean
y generan un escalón de tensión rico en
armónicos. Los diodos opuestos condu-
cen mejor en inversa que en directa. Los
diodos túnel presentan una resistencia
negativa, que se puede emplear en los
osciladores de alta frecuencia. Los diodos
PIN utilizan una corriente de control
cuando están polarizados en directa para
cambiar su resistencia en circuitos de
comunicaciones de RF y microondas.
Derivaciones
(5.3) Corriente serie:
IS ⫽ ᎏ
VS
R
⫺
S
VZ
ᎏ
(5.4) Tensión en la carga:
VL ⫽ VZ
(5.5) Corriente por la carga:
IL ⫽ ᎏ
V
R
L
L
ᎏ
(5.6) Corriente del zener:
IZ ⫽ IS ⫺ IL
IS
IL
IZ
+VS
IL
–
+
RL VL
+VS
–
+
VL
VZ
+VS
RS
VZ
+VS
(5.7) Variación de la tensión en la carga:
⌬VL ⫽ IZRZ
(5.8) Rizado de salida:
VR(out) ⬇ ᎏ
R
R
Z
S
ᎏVR(in)
(5.9) Resistencia serie máxima:
RS(máx) ⫽
冢ᎏ
VS
V
(m
Z
ín)
ᎏ ⫺ 1
冣RL(mín)
RL(mín)
VZ
RS(máx)
+VS(mín)
VR(out)
RZ
RS
VR(in)
–
+
VL
RZ
+VS

(5.10) Resistencia serie máxima:
RS(máx) ⫽ ᎏ
VS(m
I
ᎏ
L
í
(
n
m
)
ax)
VZ
ᎏ
IL(máx)
VZ
RS(máx)
+VS(mín)
(5.13) Corriente del LED :
IS ⫽ ᎏ
VS ⫺
RS
VD
ᎏ
VD
RS
+VS
Cuestiones
1. ¿Qué es cierto sobre la tensión de
disrupción en un diodo zener?
a. Disminuye cuando aumenta la
corriente.
b. Destruye el diodo.
c. Es igual a la corriente por la
resistencia.
d. Es aproximadamente constante.
2. ¿Qué opción describe mejor a un
diodo zener?
a. Es un diodo rectificador.
b. Es un dispositivo de tensión
constante.
c. Es un dispositivo de corriente
constante.
d. Funciona en la región directa.
3. Un diodo zener
a. es una batería
b. tiene una tensión constante en la
región de disrupción
c. tiene una barrera de potencial de
1 V
d. está polarizado en directa
4. La tensión que cae en la resistencia
del zener normalmente
a. es pequeña
b. es grande
c. se mide en voltios
d. se resta de la tensión de
disrupción
5. Si en un regulador con carga la
resistencia serie aumenta, la co-
rriente del zener
a. disminuye
b. permanece igual
c. aumenta
d. es igual a la tensión dividida
entre la resistencia
6. En la segunda aproximación, la
tensión total que cae en el diodo
zener es la suma de la tensión de
disrupción y la tensión que cae en
a. la fuente
b. la resistencia serie
c. la resistencia del zener
d. el diodo zener
7. La tensión en la carga es aproxi-
madamente constante cuando el
diodo zener
a. está polarizado en directa
b. está polarizado en inversa
c. funciona en la región de
disrupción
d. no está polarizado
8. En un regulador zener con carga,
¿cuál es la corriente más grande?
a. la corriente serie
b. la corriente del zener
c. la corriente de carga
9. Si la resistencia de carga aumenta
en un regulador zener, la corriente
del zener
a. disminuye
b. permanece igual
c. aumenta
d. es igual a la tensión de la fuente
dividida entre la resistencia serie.
10. Si la resistencia de carga disminuye
en un regulador zener, la corriente
serie
a. disminuye
b. permanece igual
c. aumenta
d. es igual a la tensión de la fuente
dividida entre la resistencia serie.
11. Cuando aumenta la tensión de la
fuente en un regulador zener,
¿cuál de estas corrientes perma-
nece aproximadamente constante?
a. la corriente serie
b. la corriente del zener
c. la corriente de carga
d. la corriente total
12. Si el zener de un regulador zener
está conectado con la polaridad
errónea, la tensión en la carga será
próxima a
a. 0,7 V
b. 10 V
c. 14 V
d. 18 V
13. Cuando un diodo zener está traba-
jando por encima de la tempera-
tura para la que está definida su
máxima disipación de potencia
a. se destruirá de forma inmediata
b. hay que disminuir su valor máxi-
mo de potencia
c. hay que aumentar su valor máxi-
mo de potencia
d. no se verá afectado.
14. ¿Cuál de los siguientes no indicará
la tensión de disrupción de un
diodo zener?
a. Una caída de tensión dentro del
circuito
b. Un trazador de curvas
c. Un circuito de prueba polarizado
en inversa
d. Un multímetro digital
15. A altas frecuencias, los diodos
normales no funcionan correcta-
mente debido a
a. la polarización directa
b. la polarización inversa
c. la disrupción
d. el almacenamiento de cargas
16. La capacidad de un diodo varactor
aumenta cuando la tensión inversa
que cae en él
a. disminuye

170 Capítulo 5
b. aumenta
c. entra en disrupción
d. almacena carga
17. La disrupción no destruirá un
diodo zener, si proporciona una
corriente de zener menor que
a. la tensión de disrupción
b. la corriente de prueba del zener
c. la corriente máxima del zener
d. la barrera de potencial
18. Comparado con un diodo rectifi-
cador de silicio, un LED tiene
a. una tensión directa menor y una
tensión de disrupción menor
b. una tensión directa menor y una
tensión de disrupción mayor
c. una tensión directa mayor y una
tensión de disrupción menor
d. una tensión directa mayor y una
tensión de disrupción mayor
19. Para mostrar el dígito 0 en un
display de siete segmentos,
a. C debe estar apagado
b. G debe estar apagado
c. F debe estar encendido
d. Todos los segmentos tienen que
estar encendidos
20. Normalmente, un fotodiodo
a. se polariza en directa
b. se polariza en inversa
c. no se polariza en directa ni en
inversa
d. emite luz
21. Cuando la luz disminuye, la
corriente inversa de portadores
minoritarios en un fotodiodo
a. disminuye
b. aumenta
b. diodo de recuperación en escalón
c. diodo Schottky
d. optoacoplador
28. Un indicador de fusible fundido
utiliza un
a. diodo zener
b. diodo de corriente constante
c. LED
d. diodo PIN
29. Para aislar un circuito de salida de
un circuito de entrada, ¿qué dispo-
sitivo hay que utilizar?
a. diodo opuesto
b. optoacoplador
c. display de siete segmentos
d. diodo túnel
30. El diodo con una caída de tensión
directa de, aproximadamente, 0,25
V es el
a. diodo de recuperación en escalón
b. diodo Schottky
c. diodo opuesto
d. diodo de corriente constante
31. Para funcionamiento normal, se
usa polarización inversa con
a. un diodo zener
b. un fotodiodo
c. un varactor
d. Todos los anteriores
32. Cuando la corriente directa que
fluye a través de un diodo PIN
disminuye, su resistencia
a. aumenta
b. disminuye
c. permanece constante
d. no se puede determinar
c. no se ve afectada
d. invierte du dirección
22. El dispositivo asociado con un con-
densador controlado por tensión es
a. un LED
b. un fotodiodo
c. un varactor
d. un diodo zener
23. Si la anchura de la zona de deple-
xión disminuye, la capacidad
a. disminuye
b. permanece igual
c. aumenta
d. es variable
24. Cuando la tensión inversa dismi-
nuye, la capacidad
a. disminuye
b. permanece igual
c. aumenta
d. tiene mayor ancho de banda
25. Normalmente, el varactor
c. no se polariza
d. opera en la región de disrupción
26. El dispositivo que hay que emplear
para rectificar una señal de alterna
débil es un
a. diodo zener
b. LED
c. varistor
d. diodo opuesto
27. ¿Cuál de los siguientes dispositivos
tiene una región de resistencia
negativa?
a. diodo túnel
Problemas
SEC. 5.1 EL DIODO ZENER
5.1 Un regulador zener con carga tiene una ten-sión de fuente
de 24 V, una resistencia serie de 470 ⍀ y una tensión de
zener de 15 V. ¿Cuál es la corriente del zener?
5.2 Si la fuente de tensión del Problema 5.1 varía de 24 a 40 V,
¿cuál será corriente máxima del zener?
5.3 Si la resistencia serie del Problema 5.1 tiene una tolerancia
del ⫾5 por ciento, ¿cuál será la corriente máxima del zener?
SEC. 5.2 EL REGULADOR ZENER CON CARGA
5.4 Si el diodo zener de la Figura 5.40 se desconecta, ¿Cuál será
la tensión en la carga?
Figura 5.40
5.5 Calcular las tres corrientes existentes en el circuito de la
Figura 5.40.
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
15 V 1,5 k⍀
470 ⍀
+
–
+
–
24 V

5.6 Suponiendo una tolerancia del ⫾5 por ciento en las dos
resistencias del circuito de la Figura 5.40, ¿cuál es la
corriente máxima del zener?
5.7 Suponga que la tensión de la fuente de la Figura 5.40 puede
variar de 24 a 40 V. ¿Cuál es la corriente máxima del zener?
5.8 El diodo zener de la Figura 5.40 se reemplaza por un
1N963B. ¿Cuáles serán la tensión en la carga y la corriente
del zener?
5.9 Dibuje el esquemático de un regulador zener con una
fuente de alimentación de 20 V, una resistencia serie de
330 ⍀, una tensión de zener de 12 V y una resistencia de
carga de 1 k⍀. ¿Cuáles serán la tensión en la carga y la
corriente del zener?
SEC. 5.3 SEGUNDA APROXIMACIÓN
DE UN DIODO ZENER
5.10 El diodo zener de la Figura 5.40 tiene una resistencia de
zener de 14 ⍀. Si la fuente de alimentación tiene un rizado
de 1 V pp, ¿cuál será el rizado en la resistencia de carga?
5.11 Durante el día, la tensión alterna de la red eléctrica varía;
esto hace que la salida de 24 V no regulada de la fuente de
alimentación varíe entre 21,5 y 25 V. Si la resistencia del
zener es de 14 ⍀, ¿cuál será la variación de tensión en el
rango indicado?
SEC. 5.4 PUNTO LÍMITE DE FUNCIONAMIENTO
DE UN DIODO ZENER
5.12 Suponga que la tensión de alimentación de la Figura 5.40
disminuye de 24 a 0 V. En algún punto de esta disminución,
el diodo zener dejará de regular. Halle la tensión de alimen-
tación para la que se pierde la regulación.
5.13 En la Figura 5.40, la salida de tensión no regulada de la
fuente de alimentación puede variar entre 20 y 26 V, y la
resistencia de carga puede variar de 500 ⍀ a 1,5 k⍀. Bajo
estas condiciones, ¿fallará el regulador zener? En caso
afirmativo, ¿qué valor debería tener la resistencia serie?
5.14 La tensión no regulada de la Figura 5.40 puede variar entre
18 y 25 V, y la corriente por la carga puede variar desde 1 a
25 mA. Bajo estas condiciones, ¿dejará el regulador zener de
proporcionar una correcta regulación? En caso afirmativo,
¿cuál es el valor máximo de RS?
5.15 ¿Cuál es la resistencia de carga mínima que se puede utilizar
en el circuito de la Figura 5.40 sin que el zener deje de
regular?
SEC. 5.5 LECTURA DE UNA HOJA
DE CARACTERÍSTICAS
5.16 Un diodo zener tiene una tensión de 10 V y una corriente de
20 mA. ¿Cuál es la disipación de potencia?
5.17 Un 1N968 tiene una corriente de 5 mA. ¿cuál es la potencia?
5.18 ¿Cuál es la disipación de potencia en las resistencias y en el
diodo zener de la Figura 5.40?
5.19 El diodo zener de la Figura 5.40 es un 1N4744A. ¿Cuál es la
tensión mínima del zener? ¿Y la máxima?
5.20 Si la temperatura de trabajo de un diodo zener 1N4736A
aumenta a 100°C, ¿cuál es la nueva limitación de potencia
del diodo?
5.21 En la Figura 5.40, ¿cuál es la tensión en la carga para cada
una de las siguientes condiciones?
a. diodo zener cortocircuitado
b. diodo zener en abierto
c. resistencia serie en abierto
d. resistencia de carga cortocircuitada
5.22 Si se miden aproximadamente 18,3 V para la tensión de
carga en el circuito de la Figura 5.40, ¿cuál cree que puede
ser la avería?
5.23 Se miden 24 V en la carga del circuito de la Figura 5.40. Un
óhmetro indica que el diodo zener está en abierto. Antes de
reemplazar el zener, ¿qué se debería comprobar?
5.24 En la Figura 5.41, el LED no se enciende. ¿Cuáles de las
siguientes averías son posibles?
a. El V130LA2 está en abierto.
b. La conexión a tierra entre los diodos de la izquierda del
puente está en abierto.
c. El condensador de filtro está en abierto.
d. El condensador de filtro está cortocircuitado.
e. El 1N5314 está en abierto.
f. El 1N5314 está cortocircuitado.
1000 µF
115 V ac
1N5314
1N753
TIL221
R1 R2
V130LA2
Figura 5.41

172 Capítulo 5
SEC. 5.8 DISPOSITIVOS OPTOELECTRÓNICOS
5.25 ¿Cuál es la corriente que circula por el LED del circuito de la
Figura 5.42?
5.26 Si la tensión de alimentación de la Figura 5.42 aumenta a
40 V, ¿cuál es la corriente por el LED?
5.27 Si la resistencia disminuye a 1 k⍀, ¿cuál es la corriente por
el LED en la Figura 5.42?
5.28 La resistencia de la Figura 5.42 disminuye hasta que la
corriente a través del LED es igual a 13 mA. ¿Cuál es el valor
de la resistencia?
Figura 5.42
FUENTE
DE
ALIMEN-
TACIÓN
2,2 k⍀
+
–
15 V
5.29 El diodo zener de la Figura 5.40 tiene una resistencia de
14 ⍀. ¿Cuál es la tensión en la carga si incluye RZ en los
cálculos ?
5.30 El diodo zener de la Figura 5.40 es un 1N4744A. Si la
resistencia de carga varía entre 1 y 10 k⍀, ¿cuál será la
tensión mínima en la carga? ¿Y la tensión máxima de carga?
(utilice la segunda aproximación).
5.31 Diseñe un regulador zener que cumpla las siguientes espe-
cificaciones: tensión de carga igual a 6,8 V, tensión de
fuente de 20 V y corriente de carga de 30 mA.
5.32 Un TIL312 es un indicador de siete segmentos. Cada
segmento tiene una caída de tensión comprendida entre
1,5 y 2 V para 20 mA. La tensión de alimentación es de
⫹5 V. Diseñe un display de siete segmentos controlado por
conmutadores on-off que tengan una corriente máxima de
140 mA.
5.33 La tensión en el secundario de la Figura 5.41 es de 12,6 V
rms cuando la tensión de línea es de 115 V rms. Durante
el día, la tensión de la red varía en un ⫾10 por ciento.
Las resistencias tienen tolerancias del ⫾5 por ciento. El
1N4733A tiene una tolerancia del ⫾5 por ciento y una
resistencia zener de 7 ⍀. Si R2 es igual a 560 ⍀, ¿cuál es el
máximo valor posible de la corriente del zener en cualquier
instante del día?
5.34 En la Figura 5.41, la tensión en el secundario es de 12,6 V
rms, y la caída en cada uno de los diodos es de 0,7 V. El
1N5314 es un diodo de corriente constante con una
corriente de 4,7 mA. La corriente por el LED es de 15,6 mA,
y la corriente del zener es 21,7 mA. El condensador del filtro
tiene una tolerancia del ⫾20 por ciento. ¿Cuál es el rizado
máximo pico a pico?
5.35 La Figura 5.43 muestra parte de un sistema de iluminación
de dos ciclos. Los diodos son de tipo Schottky. Utilice la
segunda aproximación para calcular la tensión que cae en el
condensador del filtro.
Figura 5.43
1000 µF
6 V ac
#27 BOMBILLA
GEN
La tabla de detección de averías mostrada en la Figura 5.44
enumera los valores de tensión en cada uno de los puntos del
circuito y la condición del diodo D1 para las averías del circuito T1
hasta T8. La primera fila especifica los valores que deberían
obtenerse bajo condiciones de operación normales.
5.36 Localizar las averías 1 a 4 en la Figura 5.44.
5.37 Localizar las averías 5 a 8 en la Figura 5.44.
RL
1 k⍀
C
VL
RS
270 ⍀
A
+18 V
B
D
E
D1
1N758
+
–

18 10,3 10,3 10,3 OK
18 0 0 0 OK
18 14,2 14,2 0 OK
18 14,2 14,2 14,2
0 0 0 0 OK
18 0 0 0 0
18 18 18 18
18 10,5 10,5 10,5 OK
18 14,2 14,2 14,2 OK
VA D1
VB VC VD
OK
T1
T2
T3
T4
T6
T7
T8
T5
1. Dibuje un regulador zener y explíqueme cómo funciona y cuál
es su propósito.
2. Dispongo de una fuente de alimentación que genera una
salida de 25 V de continua. Deseo obtener tres salidas regu-
ladas de aproximadamente 15 V; 15,7 V y 16,4 V. Muéstreme
un circuito que genere estas salidas.
3. Tengo un regulador zener que durante el día deja de realizar la
función de regulación. La tensión de la red de mi ciudad varía
entre 105 y 125 V rms. Además, la resistencia de carga del
regulador zener varía entre 100 ⍀ y 1 k⍀. Enumere algunas
de las posibles razones por las que el regulador zener falla
durante el día.
4. Esta mañana, he montado un indicador LED. A conti-
nuación, he conectado el LED y la alimentación, el LED no
se ha encendido. He comprobado el LED y he descubierto
que estaba en circuito abierto. He probado con otro LED y
he obtenido los mismos resultados. Dígame algunas de las
posibles razones por las que ocurre esto.
5. Tengo entendido que un varactor se puede utilizar para
sintonizar un receptor de televisión. Dígame la idea básica
sobre cómo se sintoniza un circuito resonante.
6. ¿Por qué utilizaría un optoacoplador en un circuito electró-
nico?
7. En un encapsulado estándar de plástico de un LED, cite dos
formas de identificar el cátodo.
8. Explique las diferencias, si existen, entre un diodo rectificador
y un diodo Schottky.
9. Dibuje un circuito como el de la Figura 5.4a, pero reemplace la
fuente de continua por una fuente de alterna con un valor de
pico de 40 V. Dibuje la gráfica de la tensión de salida para una
tensión de zener de 10 V.
1. d 2. b 3. b 4. a 5. a 6. c 7. c 8. a 9. c 10. b 11. c
12. a 13. b 14. d 15. d 16. a 17. c 18. c 19. b 20. b 21. a 22. c
23. c 24. c 25. b 26. d 27. a 28. c 29. b 30. b 31. d 32. a
5.1 IS ⫽ 24,4 mA 5.7 VL ⫽ 10,1 V 5.11 RS (máx) ⫽ 495 ⍀
5.3 IS ⫽ 18,5 mA; 5.8 VR (out) ⫽ 94 mVpp 5.13 RS ⫽ 330 ⍀
IL ⫽ 10 mA;
IZ ⫽ 8,5 mA 5.10 RS (máx) ⫽ 65 ⍀ 5.14 IS ⫽ 27 mA;
5.5 VRL ⫽ onda cuadrada de 8 Vpp
P ⫽ 7,2 W

Capítulo
6
En 1951, William Schockley inventó el primer transistor de unión, un
dispositivo semiconductor que puede amplificar señales electrónicas
como las señales de radio y de televisión. El transistor ha llevado a
inventar muchos otros dispositivos semiconductores, incluyendo el
circuito integrado (CI), un pequeño dispositivo que contiene miles de
transistores miniaturizados. Las modernas computadoras y otros
milagros electrónicos han sido posibles gracias a los circuitos
integrados.
Este capítulo presenta el transistor de unión bipolar (BJT), el
cual utiliza tanto electrones libres como huecos. La palabra bipolar
quiere decir dos polaridades. En los siguientes capítulos se verá
cómo el BJT puede utilizarse como amplificador y como conmutador.
174

175
alfa de continua
base
beta de continua
circuito de conmutación
circuito integrado (CI)
colector
diodo de colector
diodo de emisor
disipador
emisor
emisor común (EC)
ganancia de corriente
parámetros h
región activa
región de corte
región de disrupción
región de saturación
resistencia térmica
transistor de unión
transistor de unión bipolar (BJT)
transistores de potencia
transistores de pequeña señal
transistores de montaje
superficial
Vocabulario
6.7 Aproximaciones del transistor
características
6.9 Transistores de montaje
superficial
Objetivos
capaz de:
n Describir las relaciones entre las
corrientes de base, emisor y colector
de un transistor de unión bipolar.
n Dibujar un diagrama del circuito
en emisor común y etiquetar cada
terminal, tensión y resistencia.
n Dibujar una curva característica
hipotética y un conjunto de curvas
de salida, etiquetando ambos ejes.
n Identificar las tres regiones de
funcionamiento de la curva de salida
de un transistor de unión bipolar.
n Calcular los valores de corriente y
tensión del transistor en emisor
común utilizando el transistor ideal
y la segunda aproximación.
n Enumerar varios de los parámetros
del transistor de unión bipolar que
los técnicos deben utilizar.

Un transistor tiene tres regiones dopadas, como se muestra en la Figura 6.1. La región inferior es el emisor, la re-
gión intermedia es la base y la región superior es el colector. En un transistor real, la región de la base es mucho
más estrecha comparada con las regiones de colector y de emisor. El transistor de la Figura 6.1 es un dispositivo
npn porque tiene una región p entre dos regiones n. Recuerde que los portadores mayoritarios son los electrones li-
bres en un material de tipo n y los huecos en un material de tipo p.
Los transistores también se fabrican como dispositivos pnp. Un transistor
pnp tiene una región n entre dos regiones p. Para evitar confusiones entre el
transistor npn y el transistor pnp, nuestra exposición se centrará en el transis-
tor npn.
Niveles de dopaje
En la Figura 6.1 vemos que el emisor está fuertemente dopado. Por el contra-
rio, la base sólo está ligeramente dopada. El nivel de dopaje del colector es
intermedio, entre el fuerte dopaje del emisor y el ligero dopaje de la base.
Físicamente, el colector es la más ancha de las tres regiones.
Diodos de emisor y de colector
El transistor de la Figura 6.1 tiene dos uniones: una entre el emisor y la base,
y otra entre el colector y la base, por lo que un transistor es como dos diodos
en oposición. El diodo inferior es el diodo emisor-base, o simplemente diodo
de emisor. El diodo superior es el diodo colector-base, o diodo de colector.
Antes y después de la difusión
La Figura 6.1 muestra las regiones del transistor antes de que tenga lugar la di-
fusión. Como se ha visto en el Capítulo 2, los electrones libres en la región n
se difundirán a través de la unión y se recombinarán con los huecos en la re-
gión p. Imagine los electrones libres de las regiones n atravesando la unión y
recombinándose con los huecos.
El resultado son dos zonas de deplexión, como se muestra en la Figura 6.2.
En cada una de las zonas de deplexión, la barrera de potencial es de aproxima-
damente 0,7 V a 25°C para un transistor de silicio (0,3 V a 25°C para un tran-
sistor de germanio). Como antes, vamos a hacer hincapié en los dispositivos de
silicio ya que ahora su uso está mucho más extendido que el de los dispositi-
vos de germanio.
Figura 6.1 Estructura de un transistor.
N
P
N
COLECTOR
BASE
EMISOR
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
176 Capítulo 6
INFORMACIÓN ÚTIL
En la tarde del 23 de diciembre de
1947, Walter H. Brattain y John
Bardeen demostraron la función
amplificadora del primer transistor
en los laboratorios Bell Telephone
Laboratories. El primer transistor se
llamó transistor de punto de contacto,
y fue el predecesor del transistor de
unión inventado por Schockley.
INFORMACIÓN ÚTIL
El transistor de la Figura 6.1 a veces
se denomina transistor de unión
bipolar, o BJT (bipolar junction
transistor). Sin embargo, la mayoría
de las personas relacionadas con la
industria electrónica todavía
emplean sólo la palabra transistor,
sobreentendiendo que se refieren al
transistor de unión bipolar.

Figura 6.2 Zonas de deplexión.
Un transistor no polarizado es como dos diodos en oposición. Cada diodo tiene una barrera de potencial de apro-
ximadamente 0,7 V. Cuando se conectan al transistor fuentes de tensión externas, circularán corrientes a través de
las distintas partes del transistor.
Electrones del emisor
La Figura 6.3 muestra un transistor polarizado. Los signos menos representan los electrones libres. El trabajo que
rea-liza el emisor fuertemente dopado es el siguiente: emite o inyecta sus electrones libres en la base. La base li-
geramente dopada también tiene un propósito bien definido: pasar los electrones inyectados por el emisor al co-
lector. El colector debe su nombre precisamente a que recolecta la mayor parte de los electrones de la base.
La Figura 6.3 muestra la forma habitual de polarizar un transistor. La fuente de la izquierda, VBB, de la Figura
6.3 polariza en directa el diodo de emisor y la fuente de la derecha, VCC, polariza en inversa el diodo de colector.
Aunque son posibles otros métodos de polarización, polarizar en directa el diodo de emisor y en inversa el diodo
de colector es el que proporciona resultados más útiles.
Electrones de la base
En el instante en que se aplica la polarización directa al diodo de emisor de la Figura 6.3, los electrones del emisor
todavía no han entrado en la región de la base. Si, en la Figura 6.3, VBB es mayor que la barrera de potencial
F
Fi
ig
gu
ur
ra
a 6
6..3
3 Transistor polarizado.
–
+
–
+
VBB
–
+
VCC
n
n
p
RB
–
+
VCE
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
RC
BE
V
N
P
N
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
+ + + + + + +
+ + + + + + +
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
– – – – – – –
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
+
–
– – – – – – –
ZONA DE
DEPLEXIÓN
ZONA DE
DEPLEXIÓN
Transistores de unión bipolares 177

emisor-base, los electrones del emisor entrarán en la bse, como se muestra en
la Figura 6.4. En teoría, estos electrones libres pueden fluir en cualquiera de
las dos direcciones: pueden desplazarse hacia la izquierda y salir de la base,
pasando a través de RB en el camino hacia el terminal positivo de la fuente, o
pueden fluir hacia el colector.
¿Qué camino seguirán los electrones libres? La mayoría irán hacia el co-
lector. ¿Por qué? Existen dos razones: la base está ligeramente dopada y es
muy estrecha. “Ligeramente dopada” implica que los electrones libres tienen
un tiempo de vida largo en la región de la base, que sea “muy estrecha” implica
que los electrones libres sólo tienen que recorrer una distancia muy corta para
alcanzar al colector.
Sólo unos pocos electrones libres se recombinarán con los huecos en la
base ligeramente dopada de la Figura 6.4. Después, como electrones de valen-
cia, fluirán a través de la resistencia de base hasta el terminal positivo de la
fuente de alimentación VBB.
Electrones del colector
Casi todos los electrones libres entran en el colector
, como se muestra en la Fi-
gura 6.5. Una vez que están en el colector, se ven atraídos por la fuente de ten-
sión VCC, por lo que fluyen a través del colector y atraviesanRC hasta alcanzar
el terminal positivo de la tensión de alimentación del colector.
En resumen, lo que ocurre es lo siguiente: en la Figura 6.5,VBB polariza en
directa el diodo de emisor, forzando a los electrones libres del emisor a entrar
en la base. La base es estrecha y está poco dopada, proporcionando el tiempo su-
ficiente para que todos los electrones se difundan hasta el colector . Estos electrones atraviesan el colector, la re-
sistencia RC, y entran en el terminal positivo de la fuente de tensión VCC.
Figura 6.4 El emisor inyecta electrones libres en la base.
Figura 6.5 Los electrones libres de la base fluyen y entran en el colector.
–
+
–
+
VBB
–
+
VCC
n
n
p
RB
–
+
VCE
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
RC
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
BE
V
–
+
–
+
VBB
–
+
VCC
n
n
p
RB
–
+
VCE
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
– – – – – – –
RC
BE
V
178 Capítulo 6
INFORMACIÓN ÚTIL
En un transistor, la zona de deplexión
emisor-base es más estrecha que la
zona de deplexión colector-base. La
razón de ello puede atribuirse a los
distintos niveles de dopaje de las
regiones de emisor y de colector. Con
un dopaje tan fuerte en la región de
emisor, la penetración en el material n
es mínima debido a la disponibilidad
de muchos más electrones libres. Sin
embargo, en el lado del colector, hay
disponibles muy pocos electrones
libres y se tiene que penetrar la zona
de deplexión más profundamente con
el fin de alcanzar la barrera de
potencial.

Las Figuras 6.6a y 6.6b muestran el símbolo esquemático de un transistor npn. Si prefiere utilizar la dirección de
la corriente convencional, utilice la Figura 6.6 a. Si prefiere la dirección del flujo de electrones, utilice la Figura
6.6b. En la Figura 6.6, se ilustran las tres corrientes diferentes que hay en un transistor: corriente de emisor IE,
corriente de base IB y corriente de colector IC.
Comparación de las corrientes
Dado que el emisor es la fuente de los electrones, es la corriente más grande. La mayor parte del flujo de electro-
nes del emisor llega al colector, por lo que la corriente de colector es prácticamente igual que la corriente de emi-
sor. En comparación, la corriente de base es muy pequeña, a menudo menor que el 1 por ciento de la corriente de
colector.
Relación de corrientes
Recordemos la ley de Kirchhoff: la suma de todas las corrientes que entran en un punto o unión es igual a la suma
de todas las corrientes que salen del punto o unión. Cuando se aplica a un transistor , la ley de las corrientes de
Kirchhoff proporciona esta importante relación:
IE ⴝ IC ⴙ IB (6.1)
Esto quiere decir que la corriente de emisor es igual a la suma de la corriente de colector y la corriente de base.
Puesto que la corriente de base es muy pequeña, la corriente de colector es aproximadamente igual a la corriente
de emisor:
IC ⬇ IE
y la corriente de base es mucho menor que la corriente de colector:
IB IC
(Nota: significa mucho menor que.)
La Figura 6.6c muestra el símbolo esquemático de un transistor pnp y sus corrientes. Observe que la dirección
de las corrientes es la opuesta a la del transistor npn. Fíjese en que la Ecuación (6.1) sigue siendo cierta para las
corrientes del transistor pnp.
Alfa
El alfa de continua (symbolizada por dc) se define como la corriente continua de colector dividida entre la co-
rriente continua de emisor:
␣dc ⴝ
I
I
C

E
(6.2)
Dado que la corriente de colector es prácticamente igual que la corriente de emisor, el alfa de continua es un poco
menor que 1. Por ejemplo, en un transistor de baja potencia, el alfa de continua normalmente es mayor que 0,99.
Incluso en un transistor de alta potencia, el alfa de continua normalmente es mayor que 0,95.
Figura 6.6 Tres corrientes de transistor. (a) Corriente convencional. (b) Flujo de electrones. (c) Corrientes en un transistor pnp.
IB
IC
IE
(a) (b)
IB
IC
IE
IB
IC
IE
(c)

Beta
La beta de continua (simbolizada por dc) de un transistor se define como la relación de la corriente continua de
colector y la corriente continua de base:
␤dc ⴝ
I
I
C

B
(6.3)
La beta de continua también se conoce como ganancia de corriente porque una corriente de base pequeña con-
trola a una corriente de colector mucho más grande.
La ganancia de corriente es una importante ventaja de un transistor y ha llevado a todo tipo de aplicaciones. En
los transistores de baja potencia (menos de 1 W), la ganancia de corriente normalmente está comprendida entre
100 y 300. Los transistores de alta potencia (por encima de 1 W) tienen usualmente ganancias de corriente com-
prendidas entre 20 y 100.
Dos derivaciones
La Ecuación (6.3) puede reordenarse para obtener dos formas equivalentes. La primera es, cuando se conoce el
valor de dc e IB, se puede calcular la corriente de colector como sigue:
IC ⴝ ␤dcIB (6.4)
Segundo, cuando se tiene el valor de dc e IC, se puede calcular la corriente de base como sigue:
IB ⴝ
␤
IC

dc
(6.5)
180 Capítulo 6
Ejemplo 6.1
Un transistor tiene una corriente de colector de 10 mA y una corriente de base de 40 A. ¿Cuál es la ganancia de
corriente del transistor?
SOLUCIÓN Dividimos la corriente de colector entre la corriente de base y obtenemos:
dc
1
4
0
0
m
A
A
250
PROBLEMA PRÁCTICO 6.1 ¿Cuál es la ganancia de corriente del transistor del Ejemplo 6.1 si su corriente
de base es de 50 A?
Ejemplo 6.2
Un transistor tiene una ganancia de corriente de 175. Si la corriente de base es 0,1 mA, ¿cuál es la corriente de co-
lector?
SOLUCIÓN Multiplicamos la ganancia de corriente por la corriente de base para obtener:
IC 175(0,1 mA) 17,5 mA
PROBLEMA PRÁCTICO 6.2 Hallar IC en el Ejemplo 6.2 si dc 100.
Ejemplo 6.3
Un transistor tiene una corriente de colector de 2 mA. Si la ganancia de corriente es 135, ¿cuál es la corriente de
base?
SOLUCIÓN Dividimos la corriente de colector entre la ganancia de corriente y obtenemos:
IB
2
1
m
35
A
14,8 A
PROBLEMA PRÁCTICO 6.3 Si IC 10 mA en el Ejemplo 6.3, hallar la corriente de base del transistor.

Las siguientes son tres formas de conectar un transistor: en emisor común (EC), en colector común (CC) o en base
común (BC). Las conexiones en CC y en BC se verán en capítulos poesteriores. En este capítulo, vamos a cen-
trarnos en la conexión en emisor común, ya que es la más utilizada.
Emisor común
En la Figura 6.7a, el lado común o tierra de cada una de las fuentes de tensión está conectada al emisor . Por ello,
el circuito se denomina conexión en emisor común (EC). El circuito tiene dos mallas: la malla de la izquierda es
la malla de la base y la de la derecha es la malla de colector.
En la malla de base, la fuente VBB polariza en directa al diodo de emisor conRB como resistencia limitadora de
corriente. Cambiando VBB o RB, podemos cambiar la corriente de base y, por tanto, cambiar la corriente de colec-
tor. En otras palabras, la corriente de base controla la corriente de colector. Esto es importante: significa que una
corriente pequeña (de base) controla una corriente grande (de colector).
En la malla de colector, una tensión de fuente VCC polariza en inversa al diodo de colector a través de RC. La
tensión de alimentación VCC debe polarizar en inversa el diodo de colector como se muestra, o de lo contrario, el
transistor no funcionará apropiadamente. Dicho de otra manera, el colector debe ser positivo en la Figura 6.7
a para
recolectar la mayor parte de los electrones libres inyectados en la base.
En la Figura 6.7a, el flujo de la corriente de base en la malla izquierda genera una tensión en la resistencia de
base RB con la polaridad indicada. De forma similar, el flujo de la corriente de colector en la malla derecha genera
una tensión en la resistencia de colector RC con la polaridad indicada.
Dobles subíndices
En los circuitos de transistor se utiliza la notación de doble subíndice. Cuandos los subíndices son iguales, la ten-
sión representa a una fuente de alimentación ( VBB y VCC). Cuando los subíndices son distintos, representan la
tensión entre los dos puntos especificados (VBE y VCE).
Por ejemplo, los subíndices de VBB son iguales, luego VBB es la fuente de tensión de la base. De forma similar,
VCC es la fuente de tensión de colector
. Por otro lado,VBE es la tensión entre los puntosB y E, es decir, entre la base
y el emisor. Del mismo modo, VCE es la tensión entre los puntos C y E, es decir, entre el colector y el emisor.
Subíndices simples
Los subíndices simples se emplean para designar las tensiones de nodo; es decir
, tensiones entre el punto especifi-
cado por el subíndice y tierra. Por ejemplo, si dibujamos de nuevo la Figura 6.7a con conexiones a tierra, obtene-
mos la Figura 6.7b. La tensión VB es la tensión entre la base y tierra, la tensión VC es la tensión entre el colector y
tierra y VE es la tensión entre el emisor y tierra (en este circuito, VE es cero).
Podemos calcular una tensión con doble subíndice (siendo los subíndices diferentes) restando las tensiones de
subíndice simple correspondientes. He aquí tres ejemplos:
VCE VC VE
VCB VC VB
VBE VB VE
Figura 6.7 Conexión en emisor común. (a) Circuito básico. (b) Circuito con conexiones a tierra.
(a) (b)
–
–
+
+
+
–
VBB
–
+ – +
VCC
RB
VBE
VCE
RC
– +
–
+
VBB
–
+
VCC
RB +VB
RC
+VC
+VE

De este modo, se pueden calcular las tensiones de doble subíndice en cualquier circuito de transistor. Dado que VE
es cero en la conexión en emisor común (Figura 6.7b), las tensiones resultan:
VCE VC
VCB VC VB
VBE VB
¿A qué le recuerda la gráfica deIB en función de VBE? Es parecida a la gráfica de un diodo ordinario, como la mos-
trada en la Figura 6.8a. ¿Y por qué no iba a ser así? Se trata de un diodo de emisor polarizado en directa, por lo que
es lógico obtener la gráfica habitual del diodo de la corriente en función de la tensión. Esto implica que podemos
utilizar cualquiera de las aproximaciones del diodo estudiadas anteriormente.
Aplicando la ley de Ohm a la resistencia de la base en el circuito de la Figura 6.7 b obtenemos esta derivación:
IB ⴝ
VBB
R

B
VBE
(6.6)
Si utilizamos un diodo ideal, VBE 0. Con la segunda aproximación, VBE 0,7 V.
En la mayoría de las ocasiones, comprobaremos que la segunda aproximación es el mejor compromiso entre la
velocidad de utilizar el diodo ideal y la precisión de las aproximaciones de orden superior
. Todo lo que hay que re-
cordar para la segunda aproximación es que VBE es 0,7 V, como se muestra en la Figura 6.8a.
Figura 6.8 (a) Curva del diodo. (b) Ejemplo.
(a)
(b)
–
+
2 V
VBE
IB
–
+
10 V
100 k
1 k
0,7
182 Capítulo 6
Ejemplo 6.4
Utilizando la segunda aproximación, calcule la corriente de base en el circuito de la Figura 6.8 b. ¿Cuál es la ten-
sión en la resistencia de base? ¿Y la corriente de colector si dc 200?

En circuito de la Figura 6.9a, ya sabemos cómo calcular la corriente de base. Puesto queVBB polariza en directa al
diodo de emisor, todo lo que tenemos que calcular es la corriente a través de la resistencia de base RB. Volvamos
ahora nuestra atención sobre la malla de colector.
Podemos variar VBB y VCC en la Figura 6.9 a para generar diferentes tensiones y corrientes de transistor .
Midiendo IC y VCE, podemos obtener los datos de una gráfica de IC en función de VCE.
Por ejemplo, supongamos que cambiamos VBB para poder obtener una corriente IB 10 A. Teniendo este
valor fijo de la corriente de base, podemos variar ahora VCC y medir IC y VCE. Dibujando estos datos se obtiene la
gráfica mostrada en la Figura 6.9b, (nota: esta gráfica es para un 2N3904, un transistor de baja potencia amplia-
mente utilizado). Con otros transistores, estos datos pueden variar, pero la forma de la curva será similar.
Figura 6.9 (a) Circuito básico de transistor. (b) Curva de colector.
(b)
(a)
–
–
+
+
+
–
VBB
–
+ – +
VCC
RB
VBE
VCE
RC
– +
1 V
1 mA
40 V
REGIÓN DE
DISRUPCIÓN
REGIÓN ACTIVA
REGIÓN DE
SATURACIÓN
IC
IB = 10 µA
VCE
SOLUCIÓN La tensión de la fuente de alimentación de 2 V polariza en directa al diodo de emisor a través de
la resistencia limitadora de corriente de 100 k. Dado que en el diodo de emisor caen 0,7 V, la tensión en la resis-
tencia de base es:
VBB VBE 2 V 0,7 V 1,3 V
La corriente a través de la resistencia de base es:
Con una ganancia de corriente de 200, la corriente de colector es:
IC dcIB (200)(13 A) 2,6 mA
PROBLEMA PRÁCTICO 6.4 Repita el Ejemplo 6.4 utilizando una tensión de alimentación VBB 4 V.
I
V V
R
B
BB BE
B
=
−
= =
1 3
13
, V
100 k
A

µ

Cuando VCE es cero, el diodo de colector no está polarizado en directa. Por esto, la gráfica muestra una co-
rriente de colector de cero cuando VCE es cero. Cuando VCE aumenta desde cero, la corriente de colector crece de
forma abrupta como se ve en la Figura 6.9 b. Cuando VCE es igual a unas pocas décimas de voltio, la corriente
de colector se hace casi constante e igual a 1 mA.
La región de corriente constante de la Figura 6.9b está relacionada con nuestra anterior explicación del funcio-
namiento del transistor. Después de que el diodo de colector pase a estar polarizado en inversa, se recolectan todos
los electrones que llegan a la zona de deplexión.Además, el aumento de VCE no puede aumentar la corriente de co-
lector. ¿Por qué? Porque el colector sólo puede absorber aquellos electrones libres que el emisor inyecta en la base.
El número de electrones inyectados sólo depende del circuito de la base, no del circuito de colector
. Ésta es la razón
por la que la Figura 6.9b muestra una corriente de colector constante entre una tensión VCE menor que 1 V hasta
una VCE de 40 V.
Si VCE es mayor que 40 V, el diodo de colector entra en disrupción y se sale del funcionamiento normal del
transistor. El transistor no puede operar en la región de disrupción. Por esta razón, uno de los parámetros limita-
dores que hay que consultar en la hoja de características de un transistor es la tensión de disrupción colector -
emisor VCE(máx). Si el transistor entra en disrupción, se destruirá.
Potencia y tensión de colector
La ley de las tensiones de Kirchhoff establece que la suma de las tensiones alrededor de una malla o camino ce-
rrado es igual a cero. Cuando se aplica al circuito de colector de la Figura 6.9
a, la ley de las tensiones de Kirchhoff
nos proporciona esta derivación:
VCE ⴝ VCC ⴚ ICRC (6.7)
Esto quiere decir que la tensión colector-emisor es igual a la tensión de alimentación del colector menos la tensión
que cae en la resistencia de colector.
En la Figura 6.9a, el transistor tiene una disipación de potencia de aproximadamente:
PD ⴝ VCEIC (6.8)
Lo que significa que la potencia del transistor es igual a la tensión colector
-emisor por la corriente de colector
. Esta
disipación de potencia hace que la temperatura de la unión del diodo de colector aumente. Cuanto mayor es la po-
tencia, más alta es la temperatura de la unión.
Los transistores se quemarán cuando la temperatura de la unión se encuentre entre 150 y 200°C. Uno de los pa-
rámetros más importantes especificados en una hoja de características es la potencia máxima
PD(máx). La disipación
de potencia dada por la Ecuación (6.8) tiene que ser menor quePD(máx). En caso contrario, el transistor se destruirá.
Regiones de operación
La curva de la Figura 6.9 b presenta diferentes regiones en las que el funcionamiento del transistor varía. La pri-
mera de ellas es la región intermedia donde VCE toma valores entre 1 y 40 V, y tiene lugar el funcionamiento nor-
mal del transistor. En esta región, el diodo de emisor está polarizado en directa y el diodo de colector está polari-
zado en inversa. Además, el colector captura casi todos los electrones que el emisor ha inyectado en la base. Por
esta razón, los cambios en la tensión del colector no tienen efecto en la corriente de colector . Esta región es la
región activa. Gráficamente, la región activa es la parte horizontal de la curva. En otras palabras, la corriente de
colector es constante en esta región.
Otra región de operación es la región de disrupción. El transistor nunca debería funcionar en esta región por-
que se destruiría. A diferencia del diodo zener, que está optimizado para trabajar en la zona de disrupción, el tran-
sistor no está preparado para operar en esta región.
La tercera es la parte creciente de la curva, donde VCE toma valores entre 0 V y unas décimas de voltio. Esta
parte de la curva define la región de saturación. En esta región, el diodo de colector no tiene la suficiente tensión
positiva como para capturar todos los electrones libres inyectados en la base. En esta región, la corriente de base
IB es mayor que la normal y la ganancia de corriente dc es menor que la normal.
Más curvas
Si medimos IB y VCE para IB 20 A, podemos dibujar la segunda curva de la Figura 6.10. La curva es similar a la pri-
mera, excepto en que la corriente de colector es de 2mAen la región activa. De nuevo, la corriente de colector es cons-
tante en la región activa.
Si dibujamos varias curvas para diferentes corrientes de base, obtenemos un conjunto de curvas de colector
como las mostradas en la Figura 6.10. Otra forma de obtener este conjunto de curvas es mediante un trazador de
184 Capítulo 6

curvas (un instrumento de pruebas que permite visualizarIC en fun-
ción de VCE para un transistor). En la región activa de la Figura 6.10,
cada corriente de colector es 100 veces mayor que la correspon-
diente corriente de base. Por ejemplo, la curva superior tiene una
corriente de colector de 7 mA y una corriente de base de 70 A.
Esto proprociona una ganancia de corriente de:
dc
I
I
C
B

7
7
0
m

A
A
100
Si hace la prueba con cualquier otra curva, obtendrá el mismo re-
sultado: una ganancia de corriente de 100.
Con otros transistores, la ganancia de corriente puede ser dife-
rente de 100, pero la forma de las curvas será similar . Todos los
transistores tienen una región activa, una región de saturación y una
región de disrupción. La región activa es la más importante porque
es en ella donde es posible la amplificación de señales.
Región de corte
La curva inferior de la Figura 6.10 es una curva inesperada: repre-
senta una cuarta región de operación. Observe que la corriente de
base es cero, pero existe una pequeña corriente de colector . En un
trazador de curvas, esta corriente normalmente no es tan pequeña
como para no poder verla y aquí se ha exagerado al dibujarla más
grande de lo que es habitual. Esta curva de la parte inferior es lare-
gión de corte del transistor y la pequeña corriente de colector se de-
nomina corriente de corte de colector.
¿Por qué existe esta corriente de corte de colector? Porque el diodo de colector presenta una corriente inver -
sa de portadores minoritarios y una corriente de fugas superficial. En un circuito bien diseñado, la corriente de
corte de colector es lo suficientemente pequeña como para poder ignorarla. Por ejemplo, un 2N3904 presenta una
corriente de corte de colector de 50 nA. Si la corriente de colector real es 1 mA, ignorar una corriente de corte de
colector de 50 nA dará lugar a un error en los cálculos menor que el 5 por ciento.
Resumen
Un transistor tiene cuatro regiones de operación distintas: activa, corte, saturación y disrupción. Cuando se
emplean transistores para amplificar señales débiles, estos trabajan en la región activa. Algunas veces, la región
Figura 6.10 Conjunto de curvas de colector.
1 V
1
0
2
3
4
5
6
40 V
IC
70 µA
60 µA
50 µA
40 µA
30 µA
20 µA
10 µA
VCE
7
mA
INFORMACIÓN ÚTIL
Cuando se visualizan la curvas de colec-
tor de la Figura 6.10 en un trazador de
curvas, realmente se puede apreciar una
ligera pendiente creciente a medida que
VCE aumenta. Este crecimiento es el
resultado de que la región de base
comience a hacerse un poco más peque-
ña cuando VCE aumenta (a medida que
VCE aumenta, la zona de deplexión
colector-base se hace más ancha y la
región de la base más estrecha). Con
una región de base más pequeña, hay
menos huecos disponibles para la
recombinación. Dado que cada curva
representa una corriente de base cons-
tante, el efecto es un incremento
en la corriente de colector.

activa se denomina región lineal, porque las variaciones en la señal de entrada producen variaciones proporciona-
les en la señal de salida. Las regiones de saturación y de corte resultan útiles en los circuitos digitales y de com-
putadoras, y se conocen como circuitos de conmutación.
186 Capítulo 6
Ejemplo 6.5
El transistor de la Figura 6.11a tiene dc 300. Calcular IB, IC, VCE y PD.
Figura 6.11 Circuito de transistor. (a) Esquemático básico. (b) Circuito con conexiones a tierra. (c) Esquemático simplificado.
SOLUCIÓN La Figura 6.11b muestra el mismo circuito que la Figura 6.1
1a con conexiones a tierra. La corriente
de base es:
IB
VBB
R

B
VBE

10 V
1

M
0

,7 V
9,3 A
La corriente de colector es:
IC dcIB (300)(9,3 A) 2,79 mA
y la tensión colector-emisor es:
VCE VCC ICRC 10 V (2,79 mA)(2 k) 4,42 V
La disipación de potencia en el colector es:
PD VCEIC (4,42 V)(2,79 mA) 12,3 mW
Cuando las tensiones de alimenación de base y de colector son iguales, como en la Figura 6.1 1b, el circuito se
puede representar de una forma más simple como se ve en la Figura 6.11c.
PROBLEMA PRÁCTICO 6.5 Cambie el valor de RB a 680 k y repita el Ejemplo 6.5.
(a)
–
+
+
–
10 V
10 V
–
+
1 M
VCE
2 k
(b)
–
+
+
–
10 V
10 V
–
+
1 M
VCE
2 k
2 k
(c)
+
–
+10 V
1 M
VCE

Ejemplo 6.6
La Figura 6.12 muestra un circuito de transistor creado en la pantalla de una computadora utilizando un software
de simulación de circuitos. Calcule la ganancia de corriente del 2N4424.
Figura 6.12 Circuito del simulador de circuitos para calcular la ganancia de corriente del 2N4424.
SOLUCIÓN En primer lugar, calculamos la corriente de base como sigue:
IB
10
3
V
30

k
0

,7 V
28,2 A
A continuación necesitamos calcular la corriente de colector . Puesto que el multímetro indica una tensión de
colector-emisor de 5,45 V (valor redondeado), la tensión en la resistencia de colector es:
V 10 V 5,45 V 4,55 V
Puesto que la corriente de colector fluye a través de la resistencia de colector, podemos utilizar la ley de Ohm para
obtener la corriente de colector:
IC
4
4
.
7
5
0
5

V
9,68 mA
Ahora podemos calcular la ganancia de corriente:
El 2N4424 es un ejemplo de transistor con una ganancia de corriente alta. El rango típico de dc para los transisto-
res de pequeña señal es de 100 a 300.
PROBLEMA PRÁCTICO 6.6 Utilizando un software de simulación de circuitos cambie el valor de la resis-
tencia de base de la Figura 6.12 a 560 k y calcule la ganancia de corriente del 2N4424.
β
µ
dc
mA
A
= =
9 68
28 2
343
,
,

188 Capítulo 6
6.7 Aproximaciones del transistor
La Figura 6.13a muestra un transistor. La tensión VBE aparece en el diodo de emisor y una tensión VCE aparece en
los terminales de colector-emisor. ¿Cuál es el circuito equivalente de este transistor?
Aproximación ideal
La Figura 6.13b muestra la aproximación ideal de un transistor. Podemos ver el diodo de emisor como un diodo
ideal. En este caso,VBE 0. Podemos calcular la corriente de base rápida y fá-
cilmente. Este circuito equivalente se utiliza a menudo para la detección de
averías cuando se necesita conocer una aproximación de la corriente de base.
Como se muestra en la Figura 6.13 b, el lado del colector del transistor se
comporta como una fuente de corriente que bombea una corriente de colector
de valor dcIB a través de la resistencia de colector. Por tanto, después de cal-
cular la corriente de base, podemos multiplicar por la ganancia de corriente
para obtener la corriente de colector.
La segunda aproximación
La Figura 6.13c muestra la segunda aproximación de un transistor . Esta aproximación es la que se usa más fre-
cuentemente porque puede mejorar significativamente el análisis cuando la tensión de alimentación de la base es
pequeña.
Ahora vamos a aplicar la segunda aproximación de un diodo para calcular la corriente de base. En los transis-
tores de silicio, esto significa queVBE 0,7 V (para transistores de germanio, VBE 0,3 V). Con la segunda apro-
ximación, las corrientes de base y de colector serán ligeramente menores que sus valores ideales.
Aproximaciones de orden superior
La resistencia interna del diodo de emisor comienza a ser importante sólo en las aplicaciones de alta potencia en
las que las corrientes son grandes. El efecto de la resistencia interna en el diodo de emisor es incrementar el valor
de VBE por encima de 0,7 V. Por ejemplo, en algunos circuitos de alta potencia, la tensión VBE que cae en el diodo
base-emisor puede ser mayor de 1 V.
Figura 6.13 Aproximaciones del transistor. (a) Dispositivo original. (b) Aproximación ideal. (c) Segunda aproximación.
–
–
+
+
(a)
(b)
(c)
VCE
V
BE
VCE
VBE 0 V
–
+
–
+
–
+
–
+
IDEAL ßdcIB
ßdcIB VCE
VBE 0,7 V SEGUNDA
APROXIMACIÓN
INFORMACIÓN ÚTIL
Frecuentemente, el transistor bipolar
se utiliza como fuente de corriente
constante.

Asimismo, la resistencia interna del diodo de colector puede tener un efecto significativo en algunos diseños.
Además de las resistencias internas de emisor y colector, un transistor tiene otros muchos efectos de orden supe-
rior que hacen que los cálculos manuales sean tediosos y lleven mucho tiempo. Por esta razón, los cálculos em-
pleando aproximaciones superiores a la segunda deben realizarse por computadora.
Ejemplo 6.7
¿Cuál es la tensión colector-emisor en la Figura 6.14? Utilice el transistor ideal.
SOLUCIÓN Un diodo de emisor ideal quiere decir
que:
VBE 0
Por tanto, la tensión total enRB es 15 V. De acuerdo con
la ley de Ohm:
IB
47
1
0
5
k
V

31,9 A
La corriente de colector es igual a la ganancia de corriente por la corriente de base:
IC 100(31,9 A) 3,19 mA
A continuación, calculamos la tensión colector-emisor. Es igual a la tensión de alimentación de colector menos la
caída de tensión en la resistencia de colector:
VCE 15 V (3,19 mA)(3,6 k) 3,52 V
En un circuito como el de la Figura 6.14, conocer el valor de la corriente de emisor no es importante, por lo que
la mayoría de la gente no suele calcular esta magnitud. Pero, puesto que esto es un ejemplo, vamos a calcularla. Es
igual a la suma de la corriente de colector y la corriente de base:
IE 3,19 mA 31,9 A 3,22 mA
Este valor es extremadamente próximo al valor de la corriente de colector
, lo que constituye otra de las razones para
no calcularla. La mayoría afirmaría que la corriente de emisor es aproximadamente igual a 3,19 mA, el valor de la
corriente de colector.
Ejemplo 6.8
¿Cuál es la tensión colector-emisor en el circuito de la Figura 6.14 si se aplica la segunda aproximación?
SOLUCIÓN Veamos cómo podríamos calcular las corrientes y las tensiones del circuito de la Figura 6.14 apli-
cando la segunda aproximación. La tensión que cae en el diodo de emisor es:
VBE 0,7 V
Por tanto, la tensión total que cae en RB es 14,3 V, la diferencia entre 15 y 0,7 V. La corriente de base es:
IB
4
1
7
4
0
,3
k
V

30,4 A
IC 100(30,4 A) 3,04 mA
La tensión colector-emisor es igual a:
–
+ –
+
3,6 k
ßdc = 100
470 k
15 V
15 V
Figura 6.14 Ejemplo.

VCE 15 V (3,04 mA)(3,6 k) 4,06 V
La mejora que se obtiene con este resultado en comparación con el caso ideal es de aproximadamente medio
voltio: 4,06 frente a 3,52 V. ¿Es importante este medio voltio? Depende de si estamos localizando averías, dise-
ñando, etc.
Ejemplo 6.9
Suponga que se mide una tensión VBE de 1 V. ¿Cuál es la tensión colector-emisor en el circuito de la Figura 6.14?
SOLUCIÓN La tensión total que cae en RB es 14 V, la diferencia entre 15 y 1 V. La ley de Ohm nos dice que la
corriente de base es:
IB
47
1
0
4
k
V

29,8 A
IC 100(29,8 A) 2,98 mA
La tensión colector-emisor es igual a:
VCE 15 V (2,98 mA)(3,6 k) 4,27 V
Ejemplo 6.10
¿Cuál es la tensión colector-emisor en los tres ejemplos anteriores si la tensión de alimentación aplicada a la base
es de 5 V?
SOLUCIÓN Con el diodo ideal:
IB
47
5
0
V
k
10,6 A
IC 100 (10.6 A) 1,06 mA
VCE 15 V (1,06 mA)(3,6 k) 11,2 V
Con la segunda aproximación:
IC 100(9,15 A) 0,915 mA
VCE 15 V (0,915 mA)(3,6 k) 11,7 V
Con la tensión VBE medida:
IB
47
4
0
V
k
8,51 A
IC 100(8,51 A) 0,851 mA
VCE 15 V (0,851 mA)(3,6 k) 11,9 V
Este ejemplo permite comparar las tres aproximaciones para el caso de una tensión de alimentación de base
baja. Como se puede ver, todas las soluciones difieren entre sí como máximo en un voltio. Ésta es la primer pista
IB = =
4 3
9 15
,
,
V
470 k
A

µ
190 Capítulo 6

que ayuda a determinar qué aproximación utilizar. Si está localizando averías en este circuito, probablemente, el
análisis ideal será adecuado. Pero si está diseñando el circuito, es posible que desee aplicar la solución por compu-
tadora para utilizar la solución más precisa. La Tabla-resumen 6.1 ilustra las diferencias entre el caso ideal y la se-
gunda aproximación del transistor.
PROBLEMA PRÁCTICO 6.10 Repita el Ejemplo 6.10 utilizando una tensión de alimentación de base de 7 V.
Tabla-resumen 6.1 Aproximaciones del circuito de transistor
Ideal Segunda
Circuito
RB
RC
VBB
VCC
12 V
12 V
1 k
220 k
ß 100
–
+
–
+ RB
RC
VBB
VCC
12 V
12 V
1 k
220 k
ß 100
–
+
–
+
Se utiliza Detección de averías o estimaciones
aproximadas.
Cuando se necesitan cálculos más precisos.
Especialmente cuando VBB es pequeña.
VBE 0 V 0,7 V
IB 54,5 A
12 V

220 k
VBB

RB
51,4 A
12 V 0,7 V

220 k
VBB 0,7 V

RB
IC (IB) (dc) (54,5 A) (100) 5,45 mA (IB) (dc) (51,4 A) (100) 5,14 mA
VCE VCC IC RC
12 V (5,45 mA) (1 k) 6,55 V
VCC IC RC
12 V (5,14 mA) (1 k) 6,86 V
Los transistores de pequeña señal pueden disipar menos de un vatio; los transistores de potencia pueden disi-
par más de un vatio. Cuando consulte una hoja de características de cualquier tipo de transistor , lo primero en lo
que debe fijarse es en los valores máximos permitidos, ya que son los límites de las corrientes, tensiones y otras
magnitudes del transistor.
Disrupción
En la hoja de características mostrada en la Figura 6.15, se proporcionan los siguientes valores máximos de un
transistor 2N3904:
VCEO 40 V
VCBO 60 V
VEBO 6 V
Estos valores máximos de tensiones corresponden a las tensiones inversas de disrupción. VCEO es la tensión entre
el colector y el emisor con la base en abierto. El segundo parámetro, VCBO, define la tensión entre el colector y la

192 Capítulo 6
Figura 6.15(a) Hoja de características del 2N3904.

Figura 6.15(b) (continuación)

194 Capítulo 6
base cuando el emisor está abierto. Asimismo, VEBO es la tensión inversa máxima emisor -base con el colector
abierto. Como siempre, un diseño conservador nunca permitirá que se alcancen tensiones próximas a estos valores
máximos permitidos. Debe recordar que trabajar en las proximidades de estos valores puede acortar el tiempo de
vida de algunos dispositivos.
Potencia y corriente máximas
La hoja de características también especifica estos valores:
IC 200 mA
PD 625 mW
Aquí, IC es la corriente continua máxima de colector, que indica que un 2N3904 puede manipular una corriente di-
recta de hasta 200 mA, siempre que no se exceda el valor de potencia especificado. El siguiente parámetro, PD, es
la potencia máxima que puede soportar el dispositivo. Esta potencia depende de si se va a emplear algún mecanismo
para enfriar el transistor. Si el transistor no se va a ventilar ni se va a montar sobre un disipador (lo que vamos a es-
tudiar a continuación), la temperatura del encapsulado TC será mucho alta que la temperatura ambiente TA.
En la mayoría de las aplicaciones, un transistor de pequeña señal como el 2N3904 no se suele ventilar ni mon-
tar sobre un disipador. En este caso, la limitación de potencia del 2N3904 es de 625 mW cuando la temperatura
ambiente TA es 25ºC.
La temperatura TC es la temperatura del encapsulado del transistor. En la mayoría de las aplicaciones, la tem-
peratura del encapsulado será mayor que 25ºC porque el calor interno del transistor aumenta la temperatura del en-
capsulado.
La única forma de mantener la temperatura del encapsulado a 25ºC cuando la temperatura ambiente es de 25ºC
es refrigerando con un ventilador o utilizando un disipador grande. Si se emplea un ventilador o un disipador , se
puede reducir la temperatura del encapsulado del transistor a 25ºC. En este caso, la potencia máxima se puede
incrementar hasta 1,5 W.
Factores de ajuste
Como se ha visto en el Capítulo 5, el factor de ajuste especifica cuánto hay que reducir la disipación de potencia
máxima de un dispositivo. El factor de ajuste del 2N3904 es 5 mW/°C. Esto significa que hay que reducir la po-
tencia de 625 mW en 5 mW por cada grado por encima de 25°C.
Disipadores
Una forma de incrementar el valor de la potencia máxima de un transistor es deshaciéndose rápidamente del calor
interno. Éste es el propósito de un disipador (una masa metálica). Si aumentamos el área de la superficie del en-
capsulado del transistor, conseguimos que el calor se transfiera más fácilmente al aire circundante. Por ejemplo, la
Figura 6.16a muestra un tipo de disipador. Cuando se coloca sobre el encapsulado del transistor
, el calor se expulsa
más rápidamente gracias a la mayor área de superficie de las aletas.
La Figura 6.16b muestra otro método. Se trata de un transistor de potencia con una lengüeta metálica, la cual
proporciona un camino de salida al calor del transistor
. Esta lengüeta metálica se puede sujetar al chasis del equipo
electrónico. Puesto que el chasis es un disipador masivo, el calor puede transferirse del transistor al chasis.
Los transistores de gran potencia, como el mostrado en la Figura 6.16c, tienen el colector conectado al en-
capsulado para permitir que el calor salga lo más fácilmente posible. El encapsulado del transistor se conecta
entonces al chasis. Para impedir que el colectorse cortocircuite a la tierra del chasis, se utiliza un compuesto con-
ductor del calor y una arandela aislante entre el encapsulado del transistor y el chasis. Lo más importante es que
el calor puede salir del transistor más deprisa, lo que significa que el transistor puede disipar más potencia a la
misma temperatura ambiente. En ocasiones, eltransistor se sujeta a un disipador grande con aletas, lo que incluso
es más eficaz para eliminar el calor del transistor.
Independientemente del tipo de disipador que se emplee, el propósito es disminuir la temperatura del encap-
sulado porque esto hará disminuir la temperatura de la unión o interna del transistor . La hoja de características
incluye otras magnitudes: las resistencias térmicas, que permiten al diseñador calcular la temperatura del en-
capsulado para diferentes disipadores.
Ganancia de corriente
Existe otro sistema de análisis denominado parámetros h, en el que se utiliza hFE en lugar de dc para especificar
la ganancia de corriente. Las dos magnitudes son iguales:

Figura 6.16 (a) Disipador ajustable. (b) Transistor de potencia con lengüeta metálica. (c) Transistor de potencia con el colector conectado al
encapsulado.
␤dc ⴝ hFE (6.9)
Recuerde esta relación porque las hojas de características utilizan hFE para especificar la ganancia de corriente.
En la sección titulada “On Characteristics” (características en conducción) de la hoja de características de un
2N3904 se especifican los valores de hFE como sigue:
IC , mA hFE mínima hFE máxima
0,1 40 —
1 70 —
10 100 300
50 60 —
100 30 —
(a)
LENGÜETA METÁLICA
TO-220
1 2
3
1. BASE
2. COLECTOR
3. EMISOR
(b)
(c)
TO-204AA (TO-3)
ENCAPSULADO 1-07
EMISOR
BASE COLECTOR/ENCAPSULADO

El 2N3904 funciona muy bien cuando la corriente de colector está en las proximidades de 10 mA. Para este nivel
de corriente, la ganancia de corriente mínima es 100 y la ganancia de corriente máxima es 300. ¿Qué quiere decir
esto? Quiere decir que en una fabricación en serie de un circuito que utilice el 2N3904 y una corriente de colector
de 10 mA, algunos de los transistores tendrán una ganancia de corriente tan baja como 100, y otros tendrán una ga-
nancia de corriente tan alta como 300. La mayor parte de los transistores tendrán una ganancia de corriente inter-
media dentro de este rango.
Observe cómo la ganancia de corriente mínima disminuye para las corrientes de colector menores que o ma-
yores que 10 mA. Para 0,1 mA, la ganancia de corriente mínima es de 40. Para 100 mA, la ganancia de corriente
mínima es 30. La hoja de características muestra sólo la ganacia de corriente mínima para corrientes diferentes de
10 mA, ya que los valores mínimos representan el caso peor
. Normalmente, los diseñadores realizan el diseño para
el caso peor; es decir, estudian cómo funcionará el circuito cuando las características del transistor sean tales que
la ganancia de corriente se corresponda con la del caso peor.
196 Capítulo 6
Ejemplo 6.11
Un 2N3904 tiene VCE 10 V e IC 20 mA. ¿Cuál es la disipación de potencia? ¿Cómo de seguro es este nivel de
disipación de potencia si la temperatura ambiente es de 25°C?
SOLUCIÓN Multiplicamos VCE por IC y obtenemos:
PD (10 V)(20 mA) 200 mW
¿Es seguro este valor de potencia? Si la temperatura ambiente es 25°C, el transistor puede disipar como máximo
una potencia de 625 mW. Por tanto, el transistor funcionará bien para este límite de potencia.
Como ya sabemos, un buen diseño debe incluir un factor de seguridad para garantizar un tiempo de vida lar go
al transistor. Habitualmente, se utilizan factores de seguridad de 2 o mayores. Un factor de seguridad de 2 significa
que el diseñador permitirá que el transistor trabaje para una potencia máxima igual a la mitad de 625 mW
, es decir,
312 mW. Por tanto, una potencia de sólo 200 mW es un diseño muy conservador siempre y cuando la temperatura
ambiente se mantenga en 25°C.
Ejemplo 6.12
¿Cómo de seguro es el nivel de disipación de potencia si la temperatura ambiente es de 100°C en el Ejemplo 6.1
1?
SOLUCIÓN En primer lugar, calculamos la cantidad de grados que la nueva temperatura ambiente está por en-
cima de la temperatura de referencia de 25°C. Para ello, calculamos:
100°C 25°C 75°C
En ocasiones, verá esto escrito de la forma siguiente:
T 75°C
donde quiere decir “incremento”. Esta ecuación se lee “el incremento de temperatura es igual a 75°C”.
Ahora multiplicamos el factor de ajuste por el incremento de temperatura:
(5 mW/°C)(75°C) 375 mW
A menudo verá esta expresión escrita así:
P 375 mW
donde P especifica el incremento de potencia. Por último, restamos el incremento de potencia de la potencia má-
xima a 25°C:
PD(máx) 625 mW 375 mW 250 mW
Ésta es la potencia máxima del transistor cuando la temperatura ambiente es igual a 100°C.
¿Cómo de seguro es este diseño? El transistor continuará funcionando perfectamente porque su potencia es de
200 mW frente al valor máximo de 250 mW. Sin embargo, el factor de seguridad ya no es igual a 2. Si la tempe-

6.9 Transistores de montaje superficial
Habitualmente, los transistores de montaje superficial se encuentran en encapsulados de tres terminales en forma
de ala de gaviota. El encapsulado SOT-23 es el más pequeño de los dos y se utiliza para transistores que trabajan
en el rango de los milivatios. El encapsulado SOT -223 es el más grande y se utiliza cuando la máxima potencia
permitida es de aproximadamente 1 W.
La Figura 6.17 muestra un encapsulado SOT-23 típico. En la vista superior, los terminales están numerados en
el sentido contrario a las agujas del reloj, con el terminal 3 solo en un lateral. La asignación de terminales en los
transistores bipolares está bastante estandarizada: 1 es la base, 2 indica el emisor y 3 corresponde al colector (la
asignación de terminales habitual en los transistores FETes 1 para el drenador, 2 para la fuente y 3 para la puerta).
El encapsulado SOT-223 está diseñado para disipar el calor generado por los transistores que trabajan en el
rango de 1 W. Este encapsulado tiene un área de superficie más grande que el SOT -23; lo que incrementa su
1 2 3
SUPERIOR
2 COLECTOR
LATERAL
INFERIOR
1
2
3
2
2,54 mm
ESCALA
EMISOR
COLECTOR
BASE
EMISOR
COLECTOR
BASE
1 2
3
1
2
3
2,54 mm
ESCALA
Figura 6.18 El encapsulado SOT-223 está diseñado para disipar
el calor generado por transistores que operan en el rango de 1 W.
Figura 6.17 El encapsulado SOT-23 es adecuado para transistores
de montaje superficial que trabajan con potencias menores que 1 W.
ratura ambiente aumentará más, o si la disipación de potencia aumentara, el transistor se acercaría peligrosamente
al punto de destrucción por calor
. Por esto, el diseñador tendrá que diseñar de nuevo el circuito para restaurar el fac-
tor de seguridad de 2. Esto implica cambiar los valores del circuito para obtener una disipación de poetcnai igual a
la mitad de 250 mW, es decir, 125 mW.
PROBLEMA PRÁCTICO 6.12 Con un factor de seguridad de 2, ¿podría emplear el transistor 2N3904 del
Ejemplo 6.12 si la temperatura ambiente fuera de 75°C?

capacidad para disipar calor. Parte del calor se disipa a través de la superficie superior y gran parte a través del con-
tacto entre el dispositivo y la tarjeta de circuito impreso sobre la que se monta. Sin embargo, la característica más
destacable de la carcasa del SOT-223 es la lengüeta de colector que se extiende desde el lado opuesto de los ter-
minales principales. La vista inferior de la Figura 6.18 muestra que los dos terminales de colector son eléctrica-
mente idénticos.
La asignación estándar de terminales es diferente para los encapsulados SOT-23 y SOT-223. Los tres termina-
les se localizan en uno de los bordes y están numerados secuencialmente de izquierda a derecha como se ve en la
vista superior. El terminal 1 es la base, el 2 es el colector (idéntico eléctricamente a la lengüeta del borde opuesto)
y el terminal 3 es el emisor. Esto también puede verse en la hoja de características de la Figura 6.15.
Los encapsulados SOT-23 son demasiado pequeños como para poder contener un código de identificación de
componente en su superficie. Normalmente, la única forma de determinar el identificador estándar es anotando el
código del componente en la tarjeta de circuito impreso y luego consultar la lista de componentes del circuito. Los
encapsulados SOT-223 son lo suficientemente grandes como para contener códigos de identificación impresos en
su superficie, aunque estos códigos rara vez son códigos de identificación estándar de transistor
. El procedimiento
habitual para obtener información sobre un transistor que utilice un encapsulado SOT -223 es el mismo que el
empleado para los transistores con el encapsulado más pequeño SOT-23.
En ocasiones, un circuito utiliza encapsulados SOIC que albergan varios transistores. El encapsulado SOIC es
similar a encapsulado DIP (dual-inline package) habitualmente utilizado para circuitos integrados y en la tecnolo-
gía más antigua de montaje de componentes de inserción. Sin embar
go, los terminales del SOIC tienen la forma de
ala de gaviota necesaria para la tecnología de montaje superficial.
La Figura 6.19 muestra un circuito en emisor común con conexiones a tierra. La tensión de alimentación de la base
es de 15 V y polariza en directa al diodo de emisor a través de una resistencia de 470 k. Una tensión de alimen-
tación de 15 V en el colector polariza en inversa al diodo de colector a través de una resistencia de 1k. Aplique-
mos la aproximación ideal para hallar la tensión colector-emisor. Los cálculos son:
IB
47
1
0
5
k
V

31,9 A
IC 100(31,9 A) 3,19 mA
VCE 15 V (3,19 mA)(1 k) 11,8 V
Averías comunes
Si está localizando averías en un circuito como el mostrado en la Figura 6.19, una de las primeras cosas que ten-
drá que medir es la tensión colector -emisor. Debería tener un valor próximo a 1 1,8 V. ¿Por qué no aplicamos la
segunda o la tercera aproximación para obtener una respuesta más precisa? Porque las resistencias suelen tener
tolerancias de al menos el 5 por ciento, lo que hace que la tensión colector-emisor difiera de los valores calcula-
dos, independientemente de la aproximación que se utilice.
De hecho, cuando se producen fallos, se trata de cortocircuitos o circuitos abiertos. Los cortocircuitos pueden
producirse como consecuencia de dispositivos dañados o salpicaduras de soldadura en las resistencias. Los circui-
tos abiertos se pueden producir cuando se queman los componentes. Las averías de este tipo producen grandes
cambios en las corrientes y tensiones. Por ejemplo, una de las averías más comunes se produce cuando al colector
Figura 6.19 Detección de averías en un circuito.
–
+
1 k
ßdc = 100
470 k
–
+
VCC
15 V
VBB
15 V
RB
RC
C
A B
D
198 Capítulo 6

no llega la tensión de alimentación. Esto podría ocurrir debido a diversas causas: una avería en la fuente de ali-
mentación, un terminal abierto entre la fuente de alimentación y la resistencia de colector , una resistencia de
colector en abierto, etc. En cualquiera de estos casos, la tensión de colector en el circuito de la Figura 6.19 será
aproximadamente cero, ya que no hay tensión de alimentación en el colector.
Otra posible avería es una resistencia de base en abierto, en la que la corriente de base sería cero. Esto fuerza a
que la corriente de colector caiga a cero y que la tensión colector-emisor se eleve hasta 15 V, el valor de la tensión
de alimentación en el colector. Un transistor en circuito abierto tiene el mismo efecto.
Cómo razonan los técnicos de reparaciones
La cuestión es: las averías típicas provocan desviaciones importantes en las corriente y tensiones del transistor
. Los
técnicos de reparaciones rara vez buscan diferencias de décimas de voltio, sino tensiones que son radicalmente
distintas de los valores ideales. Por esto, el transistor ideal es útil como punto de partida en el proceso de detección
de averías. Además, explica por qué muchos técnicos ni siquiera utilizan la calculadora para obtener la tensión
colector-emisor.
Pero, si no utilizan calculadoras, ¿cómo hacen el cálculo? Sencillamente, estiman mentalmente el valor de la
tensión colector-emisor. He aquí, el hilo de razonamiento de un técnico de reparaciones con experiencia para esti-
mar la tensión colector-emisor en el circuito de la Figura 6.19.
La tensión que cae en la resistencia de base es aproximadamente 15 V. Una resistencia de base
de 1 M produciría una corriente de base de unos 15 A. Puesto que una resistencia de 470 k
es aproximadamente la mitad de 1 M, la corriente de base como mucho será el doble, es decir,
unos 30 A. Una ganancia de corriente de 100 da una corriente de colector de unos 3 mA.
Cuando esta corriente fluye a través de la resistencia de 1 k, produce una caída de tensión de
3 V. Restando 3 V de 15 V me quedan 12 V entre los terminales de colector y emisor. Por tanto,
VCE debería estar en las proximidades de 12 V, y si no es así, quiere decir que algo no está
funcionando en el circuito.
Tabla de averías
Como se ha explicado en el Capítulo 5, un componente cortocircuitado es equivalente a una resistencia cero, mien-
tras que un componente en abierto es equivalente a una resistencia infinita. Por ejemplo, la resistencia de base RB
puede estar cortocircuitada o en abierto. Designemos estas posibles averías por RBS y RBO, respectivamente. De
forma similar, la resistencia de colector puede estar cortocircuitada o en abierto, averías que simbolizaremos me-
diante RCS y RCO.
La Tabla 6.1 muestra unas pocas de las averías que podrían producirse en un circuito como el de la Figura 6.19.
Las tensiones se han calculado aplicando la segunda aproximación. Cuando el circuito está en modo de operación
normal, se debería medir una tensión de colector de aproximadamente 12 V. Si la resistencia de base estuviera
Tabla 6.1 Averías y síntomas
Avería VB , V VC , V Comentarios
Ninguna 0,7 12 No hay avería
RBS 15 15 Transistor fundido
RBO 0 15 No hay ni corriente de base ni de colector
RCS 0,7 15
RCO 0,7 0
No hay VBB 0 15 Comprobar la alimentación y sus conexiones
No hay VCC 0,7 0 Comprobar la alimentación y sus conexiones

cortocircuitada, los 15 V aparecerían en la base. Esta tensión tan grande destruiría el diodo de emisor. Probable-
mente, como resultado, el diodo de colector se abriría, forzando a que la tensión de colector se eleve a 15V. En la
Tabla 6.1 se muestra la avería RBS y sus tensiones.
Si la resistencia de base estuviera en abierto, no tendríamos tensión ni corriente de base. Por tanto, la corriente
de colector sería cero y la tensión de colector aumentaría a 15 V. La avería RBO y sus tensiones se muestran en la
Tabla 6.1. Siguiendo estos mismos razonamientos, se pueden obtener el resto de las entradas de la tabla.
200 Capítulo 6
SEC. 6.1 EL TRANSISTOR
NO POLARIZADO
Un transistor tiene tres regiones
dopadas: el emisor, la base y el colector.
El transistor está formado por una unión
pn entre la base y el emisor, que se
denomina diodo de emisor; y otra unión
pn entre la base y el colector, que se
conoce como diodo de colector.
SEC. 6.2 EL TRANSISTOR
POLARIZADO
En operación normal, el diodo de emisor
se polariza en directa y el diodo de
colector se polariza en inversa. Bajo estas
condiciones, el emisor envía electrones
libres a la base. La mayor parte de estos
electrones libres pasan a través de la base
hasta llegar al colector. Por esta razón, la
corriente de colector es aproximada-
mente igual a la corriente de emisor. La
corriente de base es mucho más pequeña
y normalmente es menor que el 5 por
ciento de la corriente de emisor.
SEC. 6.3 CORRIENTES DEL
TRANSISTOR
La relación entre la corriente de colector
y la corriente de base se conoce como
ganancia de corriente y se simboliza
mediante dc o hFE. En los transistores de
baja potencia, normalmente toma
valores entre 100 y 300. La corriente de
emisor es la más grande de las tres
corrientes, la corriente de colector es casi
igual de grande y la corriente de base es
mucho más pequeña.
SEC. 6.4 CONEXIÓN EN
EMISOR COMÚN
En un circuito en emisor común, el
emisor está conectado a tierra o terminal
común. La parte base-emisor de un
transistor se comporta más o menos
como un diodo normal. La parte base-
colector se comporta como una fuente
de corriente que es igual a dc por la
corriente de base. El transistor tiene una
región activa, una región de saturación,
una región de corte y una región de
disrupción. La región activa se utiliza en
amplificadores lineales. Las regiones de
saturación y corte se usan en circuitos
digitales.
SEC. 6.5 CURVA CARACTERÍSTICA
DE ENTRADA
La gráfica de la corriente de base en
función de la tensión base-emisor es
similar a la gráfica de un diodo normal,
por lo que podemos utilizar cualquiera
de las tres aproximaciones del diodo para
calcular la corriente de base. En la mayor
parte de los casos, todo lo que se
necesita son la aproximación ideal y la
segunda aproximación.
SEC. 6.6 CURVAS DE COLECTOR
Las cuatro regiones de operación de un
transistor son: la región activa, la región
de saturación, la región de corte y la
región de disrupción. Cuando se utiliza
como amplificador, el transistor opera en
la región activa. Cuando se emplea en
circuitos digitales, el transistor habitual-
mente trabaja en las regiones de satura-
ción y de corte. La región de disrupción
se evita porque el riesgo de que el tran-
sistor resulte destruido es muy alto.
SEC. 6.7 APROXIMACIONES
DEL TRANSISTOR
Las respuestas exactas hacen perder
mucho tiempo en la mayoría de los
trabajos electrónicos. Casi todo el mundo
utiliza aproximaciones, porque las
respuestas son adecuadas para la
mayoría de las aplicaciones. El transistor
ideal es útil para la localización de
averías. La tercera aproximación es
necesaria para la realización de diseños
precisos. La segunda aproximación es un
buen compromiso tanto en el proceso de
localización de averías como en el de
diseño.
SEC. 6.8 LECTURA DE
UNA HOJA DE
CARACTERÍSTICAS
Los transistores tienen valores máximos
permitidos para sus tensiones, corrientes
y potencias. Los transistores de pequeña
señal pueden disipar 1 W o menos. Los
transistores de potencia pueden disipar
más de 1 W. La temperatura puede hacer
que varíe el valor de las características
del transistor. La potencia máxima dismi-
nuye cuando aumenta la temperatura.
También, la ganancia de corriente varía
enormemente con la temperatura.
SEC. 6.9 TRANSISTORES
DE MONTAJE
SUPERFICIAL
Los transistores de montaje superficial
pueden encontrarse en diferentes encap-
sulados. El más habitual es el encapsu-
lado de tres terminales con forma de ala
de gaviota. Algunos transistores de
montaje superficial utilizan encapsu-
lados que permiten disipar más de 1 W
de potencia. Otros dispositivos de
montaje superficial pueden contener
varios transistores.
AVERÍAS
Si se producen averías, normalmente
éstas producen cambios importantes en
las tensiones del transistor. Es por esto
por lo que, para los técnicos de repara-
ciones, normalmente resulta adecuado el
análisis ideal. Además, muchos técnicos
no emplean calculadoras porque ralenti-
za su hilo de razonamiento. Los mejores
técnicos de reparaciones aprenden a
estimar mentalmente las tensiones que
necesitan medir.
Resumen

(6.2) Alfa de continua:
dc
I
I
C
E

IC
IE
Definiciones
(6.3) Beta de continua (ganancia de corriente)
dc
I
I
C
B

IB
IC
Derivaciones
(6.1) Corriente de emisor:
IE IC IB
(6.4) Corriente de colector:
IC dcIB
(6.5) Corriente de base:
IB
IB
VBB
R

B
VBE

RB
+VBB
–
+
VBE
+VCE
IC

dc
IB
IC
ßdc
IB
IC
ßdc
IB
IC
IE
(6.7) Tensión colector-emisor:
VCE VCC ICRC
(6.8) Disipación de potencia en emisor común:
PD VCEIC
(6.9) Ganancia de corriente:
dc hFE
hFE
IB
IC
–
+
VCE
IC
+VCC
–
+
VCE
RC
+VBE
Cuestiones
1. ¿Cuántas uniones pn tiene un
transistor?
a. 1
b. 2
c. 3
d. 4
2. ¿Cuál es una de las funciones más
importantes que realizan los tran-
sistores?
a. Amplificar señales débiles
b. Rectificar la tensión de la red
c. Reducir la tensión
d. Emitir luz
3. ¿Quién inventó el primer transistor
de unión?
a. Bell
b. Faraday
c. Marconi
d. Schockley

202 Capítulo 6
4. En un transistor npn, los portado-
res mayoritarios en el emisor son
a. electrones libres
b. huecos
c. Ninguno
d. Ambos
5. La barrera de potencial en cada
una de las zonas de deplexión del
silicio es
a. 0
b. 0,3 V
c. 0,7 V
d. 1 V
6. El diodo de emisor normalmente
c. no conduce
d. trabaja en la región de
disrupción
7. En el funcionamiento normal del
transistor, el diodo de colector
c. no conduce
d. trabaja en la región de
disrupción
8. La base de un transistor npn es
estrecha y
a. está fuertemente dopada
b. está ligeramente dopada
c. es metálica
d. se dopa con material
pentavalente
9. La mayoría de los electrones de la
base de un transistor npn
a. fluyen hacia el terminal de la
base
b. entran en el colector
c. entran en el emisor
d. entran en el terminal de
alimentación de la base
10. La mayor parte de los electrones de
la base de un transistor npn no se
recombinan porque
a. tienen un tiempo de vida largo
b. tienen carga negativa
c. deben atravesar la base
d. salen de la base
11. La mayor parte de los electrones
que atraviesan la base
a. entrarán en el colector
b. saldrán del terminal de la base
c. se recombinarán con los huecos
de la base
d. se recombinarán con los huecos
del colector
12. La beta de un transistor es la rela-
ción de
a. la corriente de colector respecto
de la corriente de emisor
b. la corriente de colector respecto
de la corriente de base
c. la corriente de base respecto de
la corriente de colector
d. la corriente de emisor respecto
de la corriente de colector
13. Incrementar la tensión de alimen-
tación de colector incrementará
a. la corriente de base
b. la corriente de colector
c. la corriente de emisor
14. El hecho de que haya muchos elec-
trones libres en la región de emisor
de un transistor significa que
a. está ligeramente dopado
b. está fuertemente dopado
c. no está dopado
15. En un transistor npn polarizado
normalmente, los electrones del
emisor tienen la suficiente energía
como para superar la barrera de
potencial de
a. la unión base-emisor
b. la unión base-colector
c. la unión colector-base
d. camino de recombinación
16. En un transistor pnp, los portado-
res mayoritarios en el emisor son
a. los electrones libres
b. los huecos
c. ninguno
d. ambos
17. ¿Cuál es el hecho más importante
de la corriente de colector?
a. Se mide en milliamperios.
b. Es igual a la corriente de base
dividida entre la ganancia de
corriente.
c. Es pequeña.
d. Es aproximadamente igual a la
corriente de emisor.
18. Si la ganancia de corriente es 100
y la corriente de colector es 10 mA,
la corriente de base es
a. 10 A
b. 100 A
c. 1 A
d. 10 A
19. Por regla general, la tensión base-
emisor es
a. menor que la tensión de alimen-
tación de la base
b. igual que la tensión de alimenta-
ción de la base
c. mayor que la tensión de alimen-
tación de la base
d. No se puede saber
20. Normalmente, la tensión colector-
emisor es
tación del colector
ción del colector
c. nayor que la tensión de alimen-
d. No se puede saber
21. La potencia disipada por un tran-
sistor es aproximadamente igual a
la corriente de colector por
a. la tensión base-emisor
b. la tensión colector-emisor
c. la tensión de alimentación de la
base
d. 0,7 V
22. Una corriente de colector pequeña
con una corriente de base de cero
se debe a una corriente de fugas
en el
a. diodo de emisor
b. diodo de colector
c. diodo de base
d. transistor
23. Un transistor se comporta como un
diodo y una
a. fuente de tensión
b. fuente de corriente
c. resistencia
d. fuente de alimentación
24. Si la corriente de base es igual a
100 mA y la ganancia de corriente
es 30, la corriente de emisor es
a. 3,33 mA
b. 3 A
c. 3,1 A
d. 10 A
25. La tensión base-emisor de un
transistor ideal es
a. 0
b. 0,3 V
c. 0,7 V
d. 1 V

SEC. 6.3 CORRIENTES DEL TRANSISTOR
6.1 Un transistor tiene una corriente de emisor de 10 mA y una
corriente de colector de 9,95 mA. ¿Cuál es la corriente de
base?
6.2 La corriente de colector es 10 mA y la corriente de base es
0,1 mA. ¿Cuál es la ganancia de corriente?
6.3 Un transistor tiene una ganancia de corriente de 150 y una
corriente de base de 30 A. ¿Cuál es la corriente de
colector?
6.4 Si la corriente de colector es 100 mA y la ganancia de
corriente es 65. ¿Cuál es la corriente de emisor?
SEC. 6.5 CURVA CARACTERÍSTICA DE ENTRADA
6.5 ¿Cuál es la corriente de base en el circuito de la Figura 6.20?
6.6 Si la ganancia de corriente disminuye de 200 a 100 en la
Figura 6.20, ¿cuál es la corriente de base?
6.7 Si la resistencia de 470 k de la Figura 6.20 tiene una
tolerancia del 5 por ciento, ¿cuál es la corriente máxima
de base?
SEC. 6.6 CURVAS DE COLECTOR
6.8 Un circuito de transistor similar al de la Figura 6.20 tiene
una tensión de alimentación de colector de 20 V, una
resistencia de colector de 1,5 k y una corriente de colector
de 6 mA. ¿Cuál es la tensión colector-emisor?
Figura 6.20
–
+ 10 V
820
ßdc = 200
470 k
–
+
10 V
6.9 Si un transistor tiene una corriente de colector de 100 mA y
una tensión colector-emisor de 3,5 V, ¿cuál es su disipación
de potencia?
SEC. 6.7 APROXIMACIONES DEL TRANSISTOR
6.10 ¿Cuáles son la tensión colector-emisor y la disipación de
potencia del transistor en el circuito de la Figura 6.20?
Proporcione las respuestas para el caso ideal y para la
segunda aproximación.
6.11 La Figura 6.21a muestra una forma más simple de dibujar
un circuito de transistor. Funciona igual que los circuitos ya
estudiados. ¿Cuál es la tensión colector-emisor? ¿Y la
disipación de potencia del transistor? Proporcione las
respuestas para el caso ideal y para la segunda aproxi-
mación.
Figura 6.21
(a)
(b)
330 k
1,2 k
+5 V +15 V
ßdc = 150
680 k
1,5 k
+12 V
ßdc = 175
26. Si calcula de nuevo la tensión
colector-emisor con la segunda
aproximación, la respuesta será
a. menor que el valor ideal
b. igual que el valor ideal
c. mayor que el valor ideal
d. imprecisa
27. En la región activa, la corriente de
colector no varía significativa-
mente a causa de
a. la tensión de alimentación de la
base
b. la corriente de base
c. la ganancia de corriente
d. la resistencia de colector
28. La tensión base-emisor con la se-
gunda aproximación es
a. 0
b. 0,3 V
c. 0,7 V
d. 1 V
29. Si la resistencia de base está en
abierto, ¿cuál es la corriente de
colector?
a. 0
b. 1 mA
c. 2 mA
d. 10 mA
30. Al comparar la disipación de
potencia de un transistor 2N3904
con la versión de montaje super-
ficial PZT3904, el 2N3904
a. puede manejar menos potencia
b. puede manejar más potencia
c. puede manejar la misma
potencia
d. no se especifica
Problemas

204 Capítulo 6
6.12 Cuando las tensiones de alimentación de base y de colector
son iguales, el transistor puede dibujarse como se muestra
en la Figura 6.21b. ¿Cuál es la tensión colector-emisor en
este circuito? ¿Y la potencia del transistor? Proporcione las
respuestas para el caso ideal y para la segunda apro-
ximación.
SEC. 6.8 LECTURA DE UNA HOJA DE
CARACTERÍSTICAS
6.13 ¿Cuál es el rango de temperaturas de almacenamiento de
un 2N3904?
6.14 ¿Cuál es la hFE mínima para un 2N3904 para una corriente
de colector de 1 mA y una tensión colector-emisor de 1 V?
6.15 Un transistor puede disipar una potencia máxima de 1 W. Si
la tensión colector-emisor es de 10 V y la corriente de
colector es 120 mA, ¿qué le ocurrirá al transistor?
6.16 Un 2N3904 tiene una disipación de potencia de 625 mW sin
disipador. Si la temperatura ambiente es de 65°C, ¿qué
ocurre con el valor de la potencia máxima?
6.17 En la Figura 6.20, ¿la tensión colector-emisor aumenta,
disminuye o permanece constante en cada una de las
siguientes averías?
a. la resistencia de 470 k está cortocircuitada
b. la resistencia de470 k está en abierto
c. la resistencia de820 está cortocircuitada
d. la resistencia de 820 está en abierto
e. No hay tensión de alimentación en la base
f. No hay tensión de alimentación en el colector
6.18 ¿Cuál es el alfa de continua de un transistor que tiene una
ganancia de corriente de 200?
6.19 ¿Cuál es la ganancia de corriente de un transistor con un
alfa de continua de 0,994?
6.20 Diseñe un circuito en emisor común que cumpla las
siguientes especificaciones: VBB 5 V, VCC 15 V, hFE
120, IC 10 mA y VCE 7,5 V.
6.21 En la Figura 6.20, ¿cuál tiene que ser el valor de la
resistencia de base para que VCE 6,7 V?
6.22 Un 2N3904 puede disipar una potencia máxima de 350 mW
a temperatura ambiente (25°C). Si la tensión colector-
emisor es de 10 V, ¿cuál es la corriente máxima que el
transistor puede manejar a una temperatura ambiente de
50°C?
6.23 Suponga que conectamos un LED en serie con la resistencia
de 820 de la Figura 6.20. ¿Cuál es la corriente del LED?
6.24 ¿Cuál es la tensión de saturación colector-emisor de un
2N3904 cuando la corriente de colector es 50 mA? Utilice la
hoja de características.
Análisis de arriba-abajo
Utilice la Figura 6.22 para resolver los restantes problemas.
Suponga un incremento de aproximadamente el 10 por ciento
de la variable independiente y utilice la segunda aproximación
del transistor. La repuesta deberá ser N (no varía) si la variación
de una variable dependiente es tan pequeña que sería
complicado medirla.
6.25 Prediga la respuesta de cada una de las variables depen-
dientes de la fila etiquetada con VBB. A continuación,
responda a la siguiente pregunta de la forma más sencilla y
directa posible. ¿Qué efecto tendrá un incremento de la
tensión de alimentación aplicada a la base sobre las
variables dependientes del circuito?
VA VB
VBB
VCC
RB
RC
ßdc
VC VD PD
IB IC PC
PB
VARIABLES DEPENDIENTES
ANÁLISIS DE ARRIBA-ABAJO
VARIABLES
INDEPENDIENTES
Figura 6.22 Análisis de arriba-abajo.
–
+
–
+
RB
RC
A
C D
B
VCC
15 V
VBB
15 V
1 k
470 k
ßdc = 100

dientes de la fila etiquetada con VCC. A continuación,
resuma en una o dos frases sus conclusiones.
dientes de la fila etiquetada con RB. Enumere las variables
dependientes que disminuyen. Explique por qué dismi-
nuyen utilizando la ley de Ohm o ideas básicas similares.
dientes de la fila etiquetada con RC. Enumere las variables
dependientes que no varían. Explique por qué no varían.
dientes de la fila etiquetada con dc. Enumere las variables
dependientes que disminuyen. Explique por qué dismi-
nuyen.
1. Deseo que me dibuje un transistor npn indicando las regiones
n y p. A continuación, polarice adecuadamente el transistor y
explique cómo funciona.
2. Dibuje el conjunto de curvas de colector. Después, utilizando
dichas curvas muéstreme las cuatro regiones de operación del
transistor.
3. Dibuje los dos circuitos equivalentes (ideal y segunda aproxi-
mación) para representar un transistor que está trabajando en
la región activa. A continuación, dígame cuándo y cómo utili-
zaría estos circuitos para calcular las corrientes y tensiones del
transistor.
4. Dibuje un circuito de transistor con una conexión en emisor
común. ¿Qué clase de fallos se pueden producir en un circuito
como éste? ¿Qué medidas tomaría para aislar cada uno de
ellos?
5. En un esquemático que contiene transistores npn y pnp,
¿cómo identifica cada tipo? ¿Cuál es la dirección del flujo de
electrones (o de la corriente convencional)?
6. Cite un instrumento de pruebas que pueda mostar un con-
junto de curvas de colector, IC en función de VCE, para un
transistor.
7. ¿Cuál es la fórmula de la disipación de potencia de un
transistor? Conociendo esa relación, ¿en qué lugar de la recta
de carga es de esperar que la disipación de potencia sea
máxima?
8. ¿Cuáles son las tres corrientes en un transistor? ¿Cómo se
relacionan?
9. Dibuje un transistor npn y un transistor pnp. Indique todas las
corrientes y especifique sus direcciones.
10. Los transistores pueden conectarse en cualquiera de las
siguientes configuraciones: emisor común, colector común y
base común. ¿Cuál es la configuración más frecuentemente
utilizada?
1. b 2. a 3. d 4. a 5. c 6. a 7. b 8. b 9. b 10. a
11. a 12. b 13. d 14. b 15. a 16. b 17. d 18. b 19. a 20. a
21. b 22. b 23. b 24. c 25. a 26. c 27. d 28. c 29. a 30. a
6.1 dc 200
6.2 IC 10 mA
6.3 IB 74,1 A
6.4 VB 0,7 V;
IB 33 A;
IC 6,6 mA
6.5 IB 13,7 A;
IC 4,11 mA;
VCE 1,78 V;
PD 7,32 mW
6.6 IB 16,6 A;
IC 5,89 mA;
dc 355
6.10 Ideal: IB 14,9 A;
IC 1,49 mA;
VCE 9,6 V
Segunda aproximación: IB 13,4 A;
IC 1,34 mA;
VCE 10,2 V
6.12 PD (máx) 375 mW.
No está dentro del factor de seguridad de 2.

Capítulo
7
Hay dos formas básicas de establecer el punto de trabajo de un
transistor: polarización de base y polarización de emisor. La
polarización de base produce un valor constante de la corriente de
base, mientras que la polarización de emisor produce un valor
constante de la corriente de emisor. La polarización de base es más útil
en circuitos de conmutación, mientras que la polarización de emisor
predomina en los circuitos amplificadores. Este capítulo se ocupa de la
polarización de base, la polarización de emisor, los circuitos de
conmutación y los circuitos optoeléctricos.
206

207
circuito de amplificación
circuito de conmutación
circuito de dos estados
factor de corrección
fototransistor
polarización de base
polarización de emisor
punto de corte
punto de reposo
punto de saturación
recta de carga
saturación fuerte
saturación suave
Vocabulario
7.1 Variaciones en la ganancia de
corriente
7.3 El punto de trabajo
7.8 El efecto de las pequeñas
variaciones
7.10 Más dispositivos
optoelectrónicos
Objetivos
Después de estudiar este capítulo, debería ser
capaz de:
■ Saber por qué un circuito con polari-
zación de base no es el más adecuado
para trabajar en circuitos amplificadores.
■ Identificar el punto de saturación y
el punto de corte para un circuito
con polarización de base dado.
■ Calcular el punto Q para un determi-
nado circuito con polarización de base.
■ Dibujar un circuito con polarización
de emisor y explicar por qué funciona
bien en los circuitos amplificadores.
■ Indicar cómo probar los transistores
fuera y dentro de los circuitos

7.1 Variaciones de la ganancia de corriente
La ganancia de corriente ␤dc de un transistor depende de tres factores: el transistor , la corriente de colector y la
temperatura. Por ejemplo, cuando se reemplaza un transistor por otro del mismo tipo, normalmente cambia la
ganancia de corriente. Del mismo modo, si la corriente de colector o la temperatura varían, la ganancia de corriente
también varía.
Los casos mejor y peor
Por ejemplo, la hoja de características de un 2N3904 especifica un valor mínimo dehFE de 100 y un valor máximo
de 300 cuando la temperatura es 25°C y la corriente de colector es de 10 mA. Si se fabrican en serie miles de cir-
cuitos que usen el transistor 2N3904, se verá que algunos de los transistores tienen una ganancia de corriente de
apenas 100 (caso peor), mientras que en otros la ganancia de corriente llegará a ser hasta de 300 (caso mejor).
La Figura 7.1 muestra las gráficas de un 2N3904 para el caso peor ( hFE
mínima). Fíjese en la curva del medio, la ganancia de corriente para una tem-
peratura ambiente de 25°C: cuando la corriente de colector es 10 mA, la
ganancia de corriente es 100, el caso peor para un 2N3904 (en el caso mejor ,
unos pocos transistores 2N3904 tendrán una ganancia de corriente de 300 para
10 mA y 25°C).
Efecto de la corriente y de la temperatura
Cuando la temperatura es 25°C (la curva intermedia), la ganancia de corriente
es 50 para 0,1 mA. A medida que la corriente aumenta desde 0,1 mA hasta 10
mA, hFE aumenta hasta un máximo de 100. Después, disminuye hasta menos
de 20 para 200 mA.
Observe también el efecto de la temperatura. Cuando la temperature dis-
minuye, la ganancia de corriente es menor (la curva inferior). Por el contrario,
cuando la temperatura aumenta, hFE aumenta en casi todo el rango de valores
de corriente (curva superior).
Idea principal
Como podemos ver, la sustitución de un transistor, las variaciones de la corriente de colector o las variaciones tem-
peratura pueden producir grandes variaciones en hFE o ␤dc. Para una temperatura dada, una variación de 3 ⬊1 es
posible cuando se reemplaza un transistor. Cuando la temperatura varía, es posible una variación adicional de 3
⬊1.
Y cuando varía la corriente, es posible más que una variación de 3⬊1. En resumen, el 2N3904 puede tener una ga-
nancia de corriente desde menor que 10 hasta mayor que 300. Por esta razón, cualquier diseño que dependa de un
valor preciso de la ganancia de corriente fallará en una fabricación en serie.
Figura 7.1 Variación de la ganancia de corriente.
IC (mA)
hFE
200
125ºC
25ºC
–55ºC
100
70
50
30
20
10
0,1 1,0 10 100 200
208 Capítulo 7
INFORMACIÓN ÚTIL
El símbolo hFE representa la relación
de transferencia de corriente directa
en la configuración de emisor
común. El símbolo hFE es un
parámetro híbrido (h). El sistema de
parámetros h es el más comúnmente
utilizado en la actualidad para
especificar los parámetros de los
transistores.

La Figura 7.2a muestra la conexión en emisor común (EC) explicada en el Capítulo 6. Dados los valores de RB y
␤dc, podemos calcular la corriente de colector IC y la tensión de colector VCE utilizando los métodos explicados en
en el capítulo anterior.
Polarización de base
El circuito de la Figura 7.2a es un ejemplo de polarización de base, lo que significa que se establece un valor fijo
de la corriente de base. Por ejemplo, si if RB ⫽ 1 M⍀, la corriente de base es 14,3 ␮A (segunda aproximación).
Incluso si se reemplaza un transistor o hay variaciones de temperatura, la corriente de base permanece constante
en un valor de, aproximadamente, 14,3 ␮A bajo todas las condiciones de operación.
Si ␤dc ⫽ 100 en la Figura 7.2a, la corriente de colector es aproximdamente igual a 1,43 mAy la tensión colec-
tor-emisor es:
VCE ⫽ VCC ⫺ ICRC ⫽ 15 V ⫺ (1,43 mA)(3 k⍀) ⫽ 10,7 V
Por tanto, el punto de reposo (quiescent) Q de la Figura 7.2a es:
IC ⫽ 1,43 mA y VCE ⫽ 10,7 V
Solución gráfica
También podemos hallar el punto Q utilizando una solución gráfica basada en larecta de carga del transistor, una
gráfica de IC en función de VCE. En la Figura 7.2a, la tensión colector-emisor viene dada por:
VCE ⫽ VCC ⫺ ICRC
Despejando IC tenemos:
IC ⴝ ᎏ
VCC
R
⫺
ᎏ
ᎏ
C
VCE
ᎏ (7.1)
Si dibujamos esta ecuación en una gráfica ( IC en función de VCE), obtendremos una línea recta. Esta línea se de-
nomina recta de carga porque representa el efecto de la carga en IC y VCE.
Por ejemplo, sustituyendo los valores de la Figura 7.2a en la Ecuación (7.1) se tiene:
IC ⫽ ᎏ
15 V
3 k
⫺
⍀
VCE
ᎏ
Esta ecuación es una ecuación lineal, es decir, su gráfica es una línea recta. (Nota: una ecuación lineal es cualquier
ecuación que se puede reducir a la forma estándar y ⫽ mx ⫹ b.) Si dibujamos la ecuación anterior sobre las curvas
de colector obtenemos la Figura 7.2b.
Los extremos de la recta de car
ga pueden obtenerse muy fácilmente. CuandoVCE ⫽ 0 en la ecuación de la recta
de carga (la ecuación anterior):
Figura 7.2 Polarización de base. (a) Circuito. (b) Recta de carga.
(a)
3 k⍀
RB
VCE
+
–
15 V
+
–
+
–
15 V
(b)
6
5
4
3
2
1
7
mA
15 V
PUNTO DE
CORTE
VCE
IC
PUNTO DE
SATURACIÓN

IC ⫽ ᎏ
3
15
k⍀
V
ᎏ ⫽ 5 mA
Los valores, IC ⫽ 5 mA y VCE ⫽ 0, se encuentran en el extremo superior de la recta de car ga de la Figura 7.2 b.
Cuando IC ⫽ 0, la ecuación de la recta de carga queda como sigue:
0 ⫽ ᎏ
15 V
3 k
⫺
⍀
VCE
ᎏ
luego,
VCE ⫽ 15 V
Las coordenadas, IC ⫽ 0 y VCE ⫽ 15 V se encuentran en el extremo inferior de la recta de carga de la Figura 7.2b.
Resumen visual de todos los puntos de trabajo
¿Por qué es útil la recta de carga? Porque contiene todos los puntos de trabajo posibles para el circuito. Dicho de
otra forma, cuando la resistencia de base varía de cero a infinito, la corriente IB varía, lo que hace que IC y VCE
varíen dentro de sus rangos completos. Si dibujamos los valores de IC y VCE para todos los valores posibles de IB,
obtendremos la recta de carga. Por tanto, la recta de car
ga es un resumen visual detodos los posibles puntos de ope-
ración del transistor.
El punto de saturación
Cuando la resistencia de base es demasiado pequeña, la corriente de colector se hace muy grande y la tensión
colector-emisor cae a aproximadamente cero. En este caso, el transistor entra
en saturación, lo que significa que la corriente de colector ha aumentado hasta
su valor máximo posible.
El punto de saturación es el punto de la Figura 7.2 b donde la recta de
carga intersecta con la región de saturación de las curvas de colector
. Dado que
la tensión colector-emisor VCE en el punto de saturación es muy pequeña, este
punto toca casi el extremo superior de la recta de car
ga.Apartir de ahora, apro-
ximaremos el punto de saturación al extremo superior de la recta de carga, te-
niendo en cuenta que se comete un ligero error.
El punto de saturación nos especifica la máxima corriente de colector po-
sible del circuito. Por ejemplo, el transistor de la Figura 7.3 a entra en satura-
ción cuando la corriente de colector es aproximadamente igual a 5 mA. Con
esta corriente, VCE disminuye hasta prácticamente cero.
Existe un método sencillo que permite calcular la corriente en el punto de saturación. Imagine un cortocircuito
entre el colector y el emisor, como se muestra en la Figura 7.3 b. En esta situación, VCE se hace igual a cero. Los
15 V de la alimentación del colector caerán en la resistencia de 3 k⍀. Por tanto, la corriente es:
IC ⫽ ᎏ
3
15
k⍀
V
ᎏ ⫽ 5 mA
Puede aplicar este método de imaginar el “cortocircuito” a cualquier circuito con polarización de base.
La fórmula para calcular la corriente de saturación en los circuitos con polarización de base es:
IC(sat) ⴝ ᎏ
V
R
C
ᎏ
C
C
ᎏ (7.2)
Esto quiere decir que el valor máximo de la corriente de colector es igual a la tensión de alimentación del colector
dividida entre la resistencia de colector. Esto no es nada más que la ley de Ohm
aplicada a la resistencia decolector. La Figura 7.3b es un recordatorio visualde
esta ecuación.
El punto de corte
El punto de corte es el punto en el que la recta de car ga intersecta con la re-
gión de corte de las curvas de colector , como se muestra en la Figura 7.2 b.
Puesto que la corriente de colector en el punto de corte es muy pequeña, el
210 Capítulo 7
INFORMACIÓN ÚTIL
Cuando un transistor se satura, los
incrementos en la corriente de base
no da lugar a incrementos en la
corriente de colector.
INFORMACIÓN ÚTIL
Un transistor está cortado cuando su
corriente de colector es cero.

Figura 7.3 Cálculo de los puntos extremos de la recta de carga. (a) Circuito. (b) Cálculo de la corriente de saturación de colector. (c) Cálculo
de la tensión de corte colector-emisor.
punto de corte es muy próximo al extremo inferior de la recta de car
ga. A partir de ahora, aproximaremos el punto
de corte al extremo inferior de la recta de carga.
El punto de corte nos proporciona la tensión colector-emisor máxima posible del circuito. En la Figura 7.3a, la
tensión VCE máxima posible es aproximadamente igual a 15 V, la tensión de alimentación del colector.
He aquí el sencillo proceso que permite calcular la tensión de corte: imagine el transistor de la Figura 7.3 a
como un circuito abierto entre el colector y el emisor (véase la Figura 7.3
c). Dado que no hay corriente a través de
la resistencia de colector para esta condición de circuito abierto, los 15 V de la tensión de alimentación del colec-
tor aparecerán entre los terminales de colector y emisor. Por tanto, la tensión entre el colector y el emisor será igual
a 15 V:
VCE(corte) ⴝ VCC (7.3)
(a)
–
+
15 V
–
+
–
+
15 V
RB
3 k⍀
VCE
(b)
–
+
15 V
–
+
15 V
RB
3 k⍀
IMAGINAR
CORTO
RB
(c)
–
+
15 V
–
+
15 V
3 k⍀
IMAGINAR
ABIERTO
Ejemplo 7.1
¿Cuáles son la corriente de saturación y la tensión de corte del circuito de la Figura 7.4a?
SOLUCIÓN Imaginamos un cortocircuito entre el colector y el emisor. Luego:
IC(sat) ⫽ ⫽ 10 mA
A continuación, imaginamos los terminales colector-emisor en abierto. En este caso:
VCE(corte) ⫽ 30 V
Ejemplo 7.2
Calcule los valores de saturación y de corte en el circuito de la Figura 7.4 b. Dibuje las rectas de carga para éste y
para el ejemplo anterior.
SOLUCIÓN Imaginando un cortocircuito entre el colector y el emisor:
30 V
ᎏ
3 k⍀

Figura 7.4 Rectas de carga para la misma resistencia de colector. (a) Con una alimentación de colector de 30 V. (b) Con una
alimentación de colector de 9 V. (c) Rectas de cargas con la misma pendiente.
IC(sat) ⫽ ᎏ
3
9
k
V
⍀
ᎏ ⫽ 3 mA
Si imaginamos un circuito abierto entre el colector y el emisor tenemos:
VCE(corte) ⫽ 9 V
La Figura 7.4c muestra las dos líneas de carga. Modificar la tensión de alimentación del colector a la vez que se
mantiene la misma resistencia de colector produce dos rectas de car
ga con las misma pendiente pero con diferentes
valores de saturación y corte.
PROBLEMA PRÁCTICO 7.2 Hallar la corriente de saturación y la tensión de corte del circuito de la Figura
7.2a, si la resistencia de colector es 2 k⍀ y VCC es 12 V.
Ejemplo 7.3
Hallar la corriente de saturación y la tensión de corte en el circuito de la Figura 7.5a.
SOLUCIÓN La corriente de saturación es:
IC(sat) ⫽ ᎏ
1
15
k⍀
V
ᎏ ⫽ 15 mA
La tensión de corte es:
VCE(corte) ⫽ 15 V
Ejemplo 7.4
Calcule los valores de saturación y de corte de la Figura 7.5b. A continuación, compare las rectas de cargas en este
caso con las del ejemplo anterior.
VBB
(b)
–
+ –
+
9 V
RB
3 k⍀
(a)
–
+ –
+
30 V
RB
VBB
3 k⍀
IC
(c)
10 mA
9 V 30 V
3 mA
VCE
212 Capítulo 7

Figura 7.5 Rectas de carga para la misma tensión de colector. (a) Con una resistencia de colector de 1 k⍀. (b) Con una
resistencia de colector de 3 k⍀. (c) Cuanto más pequeña es RC más abrupta es la pendiente.
SOLUCIÓN Los cálculos son los siguientes:
IC(sat) ⫽ ᎏ
3
15
k⍀
V
ᎏ ⫽ 5 mA
y
VCE(corte) ⫽ 15 V
La Figura 7.5c muestra las dos rectas de carga. Si cambiamos la resistencia de colector manteniendo la misma
tensión de alimentación en el colector, obtendremos rectas de carga con diferentes pendientes pero con los mismos
valores de corte. Observe también que una resistencia de colector más pequeña produce una pendiente mayor (más
abrupta o próxima a la vertical). Esto es así porque la pendiente de la recta de car ga es igual al recíproco de la re-
sistencia de colector:
Pendiente ⫽ ᎏ
R
1
C
ᎏ
PROBLEMA PRÁCTICO 7.4 Utilizando la Figura 7.5 b, ¿qué le ocurre a la recta de car ga del circuito si el
valor de la resistencia de carga se cambia a 5 k⍀?
(a)
–
+ –
+
15 V
RB
VBB
1 k⍀
VBB
(b)
–
+ –
+
15 V
RB
3 k⍀
RC MENOR
RC MAYOR
IC
(c)
15 mA
15 V
5 mA
VCE
7.3 El punto de operación
Todo circuito de transistores tiene una recta de carga. Dado cualquier circuito, es posible conocer su corriente de
saturación y su tensión de corte. Estos valores se dibujan sobre los ejes vertical y horizontal. Después, se dibuja la
recta que pasa por estos dos puntos para obtener la recta de carga.
Determinación del punto Q
La Figura 7.6a muestra un circuito con polarización de base con una resistencia de base de 500 k ⍀. Aplicando el
procedimiento anterior obtenemos la corriente de saturación y la tensión de corte. En primer lugar
, imaginamos un

214 Capítulo 7
Figura 7.6 Cálculo del punto Q. (a) Circuito. (b) Variaciones en la ganancia de corriente producen variaciones en el punto Q.
cortocircuito entre los terminales de colector y de emisor, con lo que toda la tensión de alimentación del colector
aparece en la resistencia de colector, lo que significa que la corriente de saturación es igual a 5 mA. Segundo, ima-
ginamos en circuito abierto los terminales de colector-emisor. En este caso, no hay corriente y toda la tensión de
alimentación aparece en los terminales de colector-emisor, lo que significa que la tensión de corte es 15 V. Si di-
bujamos en una gráfica la corriente de saturación y el punto de corte, podemos trazar la recta de car
ga mostrada en
la Figura 7.6b.
Vamos a suponer que tenemos un transistor ideal con el fin de mantener la exposición simple. Por tanto, toda
la tensión de alimentación de la base aparecerá en la resistencia de base, con lo que la corriente de base es:
IB ⫽ ᎏ
50
1
0
5
k
V
⍀
ᎏ ⫽ 30 ␮A
No podemos continuar si no conocemos el valor de la ganancia de corriente. Supongamos que la ganancia de
corriente del transistor es 100. Luego la corriente de colector es:
IC ⫽ 100(30 ␮A) ⫽ 3 mA
Esta corriente fluye a través de la resistencia de colector de 3 k⍀ y genera una tensión de 9 V en la misma. Si res-
tamos esta tensión de la tensión de alimentación del colector
, obtenemos la tensión que cae en el transistor
. He aquí
los cálculos:
VCE ⫽ 15 V ⫺ (3 mA)(3 k⍀) ⫽ 6 V
Reflejando en la gráfica los valores obtenidos, 3 mA y 6 V (la tensión y la corriente de colector), obtenemos el
punto de trabajo mostrado en la recta de carga de la Figura 7.6b. El punto de trabajo se ha etiquetado comoQ, por-
que a menudo se denomina punto de reposo (quiescent, reposo).
¿Por qué varía el punto Q?
Supongamos una ganancia de corriente de 100. ¿Qué ocurre si la ganancia de corriente es igual a 50? ¿Y
si es igual
a 150? Para empezar, la corriente de base permanece constante, ya que la ganancia de corriente no tiene ningún
efecto sobre la corriente de base. Idealmente, la corriente de base es constante e igual a 30 ␮A. En el caso de que
la ganancia de corriente sea igual a 50:
IC ⫽ 50(30 ␮A) ⫽ 1,5 mA
y la tensión colector-emisor será:
VCE ⫽ 15 V ⫺ (1,5 mA)(3 k⍀) ⫽ 10,5 V
Si dibujamos estos valores en la gráfica obtenemos el punto inferior QL mos-
trado en la Figura 7.6b.
Si la ganancia de corriente es de 150, tenemos:
IC ⫽ 150(30 ␮A) ⫽ 4,5 mA
y la tensión de colector-emisor será:
(a)
3 k⍀
500 k⍀
VCE
+
–
15 V
+
–
+
–
15 V
(b)
6
5
4
4,5
3
2
1
1,5
7
mA
15 V
10,5 V
6 V
1,5 V
VCE
QH
QL
Q
IC
INFORMACIÓN ÚTIL
Como los valores de IC y VCE son depen-
dientes de los valores de beta en un
circuito con polarización de base, se
dice que el circuito es dependiente de
beta.

VCE ⫽ 15 V ⫺ (4,5 mA)(3 k⍀) ⫽ 1,5 V
Llevando estos valores sobre la gráfica obtenemos el punto superior QH mostrado en la Figura 7.6b.
Los tres puntos Q de la Figura 7.6b ilustran la sensibilidad del punto de trabajo de un transistor con polariza-
ción de base respecto de las variaciones de ␤dc. Cuando la ganancia de corriente varía de 50 a 150, la corriente de
colector varía desde 1,5 a 4,5 mA. Si las variaciones de la ganancia de corriente fueran mucho mayores, el punto
de trabajo podría fácilmente llegar a la saturación o a la región de corte. En este caso, un circuito amplificador de-
jaría de ser útil, ya que dejaría de funcionar en la región activa.
La fórmulas
Las fórmulas para calcular el punto Q son las siguientes:
IB ⴝ ᎏ
VBB
R
ⴚ
B
ᎏ
ᎏ
VBE
ᎏ (7.4)
IC ⴝ ␤dcIB (7.5)
VCE ⴝ VCC ⴚ ICRC (7.6)
Ejemplo 7.5
Suponga que la resistencia de base de la Figura 7.6a se aumenta hasta 1 M⍀. ¿Qué ocurre con la tensión colector-
emisor si ␤dc es igual a 100?
SOLUTION Idealmente, la corriente de base disminuiría a 15 ␮A, la corriente de colector disminuiría a 1,5 mA
y la tensión colector-emisor aumentaría a:
VCE ⫽ 15 ⫺ (1,5 mA)(3 k⍀) ⫽ 10,5 V
Con la segunda aproximación, la corriente de base disminuiría a 14,3 ␮A y la corriente de colector disminuiría
a 1,43 mA. La tensión colector-emisor aumentaría a:
VCE ⫽ 15 ⫺ (1,43 mA)(3 k⍀) ⫽ 10,7 V
PROBLEMA PRÁCTICO 7.5 Si el valor de ␤dc en el Ejemplo 7.5 cambia a 150 debido a una variación de
temperatura, hallar el nuevo valor de VCE.
Existen dos tipos básicos de circuitos de transistores: los circuitos de amplificación y los circuito de conmuta-
ción. En los circuitos de amplificación, el punto Q debe permanecer en la región activa para todas las condiciones
de operación. Si no ocurre así, la señal de salida se verá distorsionada en los picos, donde se produce la saturación
y el corte. En los circuitos de conmutación, el punto Q normalmente conmuta entre saturación y corte. Cómo fun-
cionan los circuitos de conmutación, qué hacen y por qué se utilizan se abordará más adelante.
Reducción al absurdo
Suponga que el transistor de la Figura 7.7
a tiene una tensión de disrupción mayor que 20V. Por tanto, sabemos que
no está funcionando en la región de disrupción. Además, a primera vista, y fijándonos en las tensiones de polari-
zación, podemos decir que el transistor no está funcionando en la región de corte. Sin embar go, lo que no es evi-
dente de forma inmediata, es si el transistor está funcionando en la región activa o en la región de saturación. Sa-
bemos que tiene que estar funcionando en una de estas regiones, pero ¿en cuál?
Los técnicos de reparaciones y los diseñadores a menudo utilizan el siguiente método para determinar si un
transistor está operando en la región activa o en la región de saturación. He aquí los pasos que se aplican en este
método:

216 Capítulo 7
Figura 7.7 (a) Circuito con polarización de base. (b) Recta de carga.
1. Suponer que el transistor está operando en la región activa.
2. Realizar los cálculos para obtener las corrientes y tensiones.
3. Si se obtienen resultados absurdos en cualquiera de los cálculos, la suposición hecha en el paso 1 es falsa.
Una solución absurda significa que el transistor está saturado. En caso contrario, el transistor estará operando en la
región activa.
Método de la corriente de saturación
Por ejemplo, la Figura 7.7a muestra un circuito con polarización de base. Comenzamos calculando la corriente de
saturación:
IC(sat) ⫽ ᎏ
1
2
0
0
k
V
⍀
ᎏ ⫽ 2 mA
Idealmente, la corriente de base es igual a 0,1 mA. Suponiendo una ganancia de corriente de 50 como se indica en
la figura, la corriente de colector es:
IC ⫽ 50(0,1 mA) ⫽ 5 mA
La respuesta es absurda porque la corriente de colector no puede ser mayor que la corriente de saturación. Por
tanto, el transistor no puede estar funcionando en la región activa; tiene que estar haciéndolo en la región de satu-
ración.
Método de la tensión de colector
Supongamos que deseamos calcular VCE en la Figura 7.7a. Podemos proceder de la siguiente manera: la corriente
de base idealmente es 0,1 mA. Suponiendo una ganancia de corriente de 50 como se indica, la corriente de colec-
tor es:
IC ⫽ 50(0,1 mA) ⫽ 5 mA
y la tensión colector-emisor es:
VCE ⫽ 20 V ⫺ (5 mA)(10 k⍀) ⫽ ⫺30 V
Este resultado es absurdo porque la tensión colector
-emisor no puede ser negativa. Por tanto, el transistor no puede
estar operando en la región activa; tiene que estar funcionando en la región de saturación.
La ganancia de corriente es menor en la región de saturación
Cuando se proporciona la ganancia de corriente, normalmente es para la región activa. Por ejemplo, la ganancia de
corriente en el circuito de la Figura 7.7a es 50. Esto significa que la corriente de colector es 50 veces la corriente
de base cuando el transistor está funcionando en la región activa.
Cuando un transistor se satura, la ganancia de corriente es menor que la ganancia de corriente en la región ac-
tiva. Podemos calcular la ganancia de corriente en la región de saturación del siguiente modo:
␤dc(sat) ⫽ ᎏ
IC
I
(
B
sat)
ᎏ
(a)
10 k⍀
100 k⍀
ßdc = 50
+
–
10 V
+
–
20 V
(b)
VCE
VCC
IC
IC(sat)

En la Figura 7.7a, la ganancia de corriente en la región de saturación es
␤dc(sat) ⫽ ᎏ
0
2
,1
m
m
A
A
ᎏ ⫽ 20
Saturación fuerte
Un diseñador que desee que un transistor trabaje en la región de saturación bajo todas las condiciones de opera-
ción, normalmente seleccionará una resistencia de base que produzca una ganancia de corriente de 10. Esto es lo
que denomina saturación fuerte, porque existe una corriente de base más que suficiente para saturar el transistor.
Por ejemplo, una resistencia de base de 50 k⍀ en el circuito de la Figura 7.7a producirá una ganancia de corriente
de:
␤dc ⫽ ᎏ
0
2
,2
m
m
A
A
ᎏ ⫽ 10
Para el transistor de la Figura 7.7a sólo se necesita una
IB ⫽ ᎏ
2
5
m
0
A
ᎏ ⫽ 0,04 mA
para saturar el transistor. Por tanto, una corriente de base de 0,2 mA hará que el transistor trabaje en la región de
saturación.
¿Por qué un diseñador puede querer utilizar la saturación fuerte? Recuerde que la ganancia de corriente varía
con la corriente de colector, las variaciones de temperatura y si se reemplaza el transistor. Con el fin de garantizar
que el transistor no se salga de la región de saturación para corrientes de colector pequeñas, temperaturas bajas,
etc., el diseñador emplea la saturación fuerte para asegurar la saturación del transistor bajo todas las condiciones
de operación.
A partir de ahora, saturación fuerte hará referencia a cualquier diseño que tenga una ganancia de corriente en
la región de saturación de aproximadamente 10. La saturación suave hará referencia a cualquier diseño en el que
el transistor apenas se sature, es decir, en el que la ganancia de corriente para saturación sea sólo un poco menor
que la ganancia de corriente de la región activa.
Cómo reconocer la saturación fuerte de un vistazo
He aquí cómo podemos saber rápidamente si un transistor está en saturación fuerte. A menudo, la tensión de ali-
mentación de la base y la tensión de alimentación del colector son iguales:VBB ⫽ VCC. Cuando éste sea el caso, un
diseñador utilizara la regla 10⬊1, que establece que la resistencia de base tiene que ser aproximadamente 10 veces
más grande que la resistencia de colector.
El circuito de la Figura 7.8a se ha diseñado aplicando la regla 10⬊1. Por tanto, cuando vea un circuito con una
relación 10⬊1 (RB respecto de RC), puede suponer que trabaja en la región de saturación.
Figura 7.8 (a) Saturación fuerte. (b) Recta de carga.
IC
(b)
10 mA
10 V
0
VCE
(a)
–
+
10 V
Vout
1 k⍀
10 k⍀
+10 V
ßdc= 50

La polarización de base resulta útil en los circuitos digitales porque, normalmente, estos circuitos están diseñados
para trabajar en las regiones de saturación y de corte. Por esta razón, tienen tensiones de salida a nivel bajo o a nivel
alto. En otras palabras, no se utiliza ninguno de los puntosQ comprendidos entre la saturación y el corte, por lo que
las variaciones del punto Q no importan, ya que el transistor permanece en la región de saturación o en la de corte
cuando la ganancia de corriente varía.
He aquí un ejemplo de utilización de un circuito con polarización de base para conmutar entre la saturación y
el corte. La Figura 7.8a muestra un ejemplo de un transistor en saturación fuerte. Por tanto, la tensión de salida será
aproximadamente 0 V. Esto significa que el punto Q se encuentra en el extremo superior de la recta de carga (Fi-
gura 7.8b).
218 Capítulo 7
Ejemplo 7.6
Suponga que la resistencia de base del circuito de la Figura 7.7a se aumenta a 1 M⍀. ¿Continuará saturado el tran-
sistor?
SOLUCIÓN Suponemos que el transistor está trabajando en la región activa y vemos si llegamos a alguna con-
tradicción. Idealmente, la corriente de base es igual a 10 V dividido entre 1 M⍀, es decir 10 ␮A. La corriente de
colector es 50 veces 10 ␮A, es decir, 0,5 mA. Esta corriente produce una tensión de 5 V en la resistencia de colec-
tor. Restando 5 de 20 V obtenemos:
VCE ⫽ 15 V
En este caso, no hay contradicción. Si el transistor estuviera saturado, habríamos obtenido un valor negativo o,
como máximo, un valor de 0 V. Puesto que hemos obtenido el valor de 15 V, sabemos que el transistor está ope-
rando en la región activa.
Ejemplo 7.7
Suponga que la resistencia de colector en el circuito de la Figura 7.7a disminuye a 5 k⍀. ¿Permanecerá el transis-
tor en la región de saturación?
SOLUCIÓN Suponemos que el transistor está funcionando en la región activa, y vemos si llegamos a alguna
contradicción. Podemos utilizar el mismo método que en el Ejemplo 7.6, pero para variar , vamos a probar con el
segundo método.
Comenzamos calculando el valor de saturación de la corriente de colector . Para ello, imaginamos un cortocir-
cuito entre el colector y el emisor. En esta situación, los 20 V caerán en la resistencia de 5 k ⍀, lo que da una co-
rriente de colector de saturación de:
IC(sat) ⫽ 4 mA
Idealmente, la corriente de base es igual a 10V dividido entre 100 k⍀, es decir, 0,1 mA. La corriente de colector es
50 veces 0,1 mA, por tanto, 5 mA.
Esto es una contradicción. La corriente de colector no puede ser mayor que 4 mA, porque el transistor se
satura cuando IC ⫽ 4 mA. Lo único que puede variar en este punto es la ganancia de corriente. La corriente de
base continúa siendo 0,1 mA, pero la ganancia de corriente disminuye a:
␤dc(sat) ⫽ ᎏ
0
4
,1
m
m
A
A
ᎏ ⫽ 40
Esto refuerza la idea expuesta anteriormente. Un transistor tiene dos ganancias de corriente: una en la región ac-
tiva y otra en la región de saturación. Esta segunda es igual o menor que la primera.
PROBLEMA PRÁCTICO 7.7 Si la resistencia de colector del circuito de la Figura 7.7a es 4,7 k⍀, ¿qué valor
de la resistencia de base producirá la saturación fuerte utilizando la regla de diseño 10 :1?

Cuando el interruptor se abre, la corriente de base cae a cero. En consecuencia, la corriente de colector cae a
cero. Si no circula corriente a través de la resistencia de 1 k⍀, toda la tensión de alimentación del colector apare-
cerá entre los terminales de colector y emisor
. Por tanto, la tensión de salida aumenta hasta⫹10 V. Ahora, el punto
Q se encuentra en el extremo inferior de la recta de carga (véase la Figura 7.8b).
El circuito sólo puede tener dos tensiones de salida: 0 o⫹10 V. Ésta es la forma en que podemos reconocer un
circuito digital: sólo tienen dos niveles de salida: bajo o alto. Los valores exactos de las dos tensiones de salida no
son importantes, lo único que importa es que podamos diferenciar las tensiones como un nivel bajo y un nivel alto.
Los circuitos digitales a menudo se denominan circuitos de conmutación, porque su puntos Q conmutan entre
dos puntos de la recta de carga. En la mayoría de los diseños, los dos puntos son los correspondientes a la satura-
ción y el corte. Otra denominación que se emplea con frecuencia es circuito de dos estados, en relación a las
salidas a nivel bajo y alto.
Ejemplo 7.8
La tensión de alimentación del colector en la Figura 7.8a se ha disminuido a 5 V. ¿Cuáles son los valores que toma
la tensión de salida? Si la tensión de saturación VCE(sat) es 0,15 V y la corriente de fugas de colector ICEO es igual a
50 nA, ¿cuáles son los dos valores de la tensión de salida?
SOLUCIÓN El transistor conmuta entre la saturación y el corte. Idealmente, los dos valores de la tensión de sa-
lida son 0 y 5 V. La primera tensión es la correspondiente a la tensión del transistor saturado y la segunda tensión
es la correspondiente a la tensión del transistor en corte.
Si incluimos los efectos de la tensión de saturación y de la corriente de fugas de colector
, las tensiones de salida
son 0,15 y 5V. La primera tensión es la correspondiente a la tensión del transistor saturado, 0,15V. La segunda ten-
sión es la tensión colector-emisor cuando circulan 50 nA a través de la resistencia de 1 k⍀:
VCE ⫽ 5 V ⫺ (50 nA)(1 k⍀) ⫽ 4,99995 V
que si lo redondenamos son 5 V.
A menos que sea un diseñador, es una pérdida de tiempo incluir la tensión de saturación y la corriente de fugas
en los cálculos de los circuitos de conmutación. En este tipo de circuitos, todo lo que se necesita son dos tensiones
distintas: una baja y otra alta. No importa si la tensión baja es 0, 0,1; 0,15 V; etc. Del mismo modo, no es impor-
tante si la tensión alta es 5; 4,9 o 4,5V. Normalmente, lo realmente importante en el análisis de cicuitos de conmu-
tación es que se pueda diferenciar la tensión baja de la tensión alta.
PROBLEMA PRÁCTICO 7.8 Si el circuito de la Figura 7.8a utiliza 12 V como tensiones de alimentación de
colector y de base, ¿cuáles son los dos valores que toma la tensión de salida? ( VCE(sat) = 0,15 V e ICEO = 50 nA).
Los circuitos digitales constituyen el tipo de circuitos que se emplea en las computadoras. En este campo, la pola-
rización de base y los circuitos derivados de este tipo de polarización resultan útiles. Sin embar
go, cuando se entra
en el mundo de los amplificadores, lo que se necesita son circuitos cuyos puntosQ sean inmunes a las variaciones
de la ganancia de corriente.
La Figura 7.9 muestra un circuito de polarización de emisor. Como puede ver, la resistencia se ha pasado del
circuito de base al circuito de emisor. Este único cambio provoca una enorme diferencia. El puntoQ de este nuevo
circuito es hora extremadamente estable. Cuando la ganancia de corriente varía entre 50 y 150, el punto Q no
muestra prácticamente ningún movimiento a lo largo de la línea de carga.
Idea básica
La tensión de alimentación de la base ahora se aplica directamente a la base. Por tanto, un técnico de reparaciones
obtendrá una tensión VBB entre la base y tierra. El emisor ya no está conectado a tierra, ahora está por encima de
tierra y tiene una tensión que viene dada por:
VE ⴝ VBB ⴚ VBE (7.7)

Si VBB es 20 veces mayor que VBE, la aproximación ideal dará resultados precisos. Si VBB es 20 veces menor que
VBE, es posible que se deba utilizar la segunda aproximaciónyou, ya que, de lo contrario, el error será mayor del
5 por ciento.
Cómo hallar el punto Q
Analicemos el circuito con polarización de emisor de la Figura 7.10. La tensión de alimentación de la base es sólo
de 5 V, por lo que utilizamos la segunda aproximación. La tensión entre la base y tierra es 5 V. A partir de ahora,
nos referiremos a esta tensión de base respecto de tierra como la tensión de base, o VB. La tensión que cae entre
los terminales de base y emisor es 0,7 V. Del mismo modo, a esta tensión la denominaremos tensión base-emisor,
o VBE.
La tensión entre el emisor y tierra se denomina tensión de emisor y es igual a:
VE ⫽ 5 V ⫺ 0,7 V ⫽ 4,3 V
Esta tensión cae en la resistencia de emisor, por lo que podemos emplear la ley de Ohm para calcular la corriente
de emisor:
Esto significa que la corriente de colector es aproximadamente igual a 1,95 mA. Cuando esta corriente de colector
fluye a través de la resistencia de colector, produce una caída de tensión de 1,95 V. Restando este valor de la ten-
sión de alimentación del colector obtenemos la tensión entre el colector y tierra:
VC ⫽ 15 V ⫺ (1,95 mA)(1 k⍀) ⫽ 13,1 V
A partir de ahora, denominaremos tensión de colector a esta tensión entre colector y tierra.
Ésta es la tensión que un técnico de reparaciones tiene que medir a la hora de probar un circuito de transistores.
Un terminal del voltímetro se conectará al colector y el otro a tierra. Si desea conocer la tensión colector -emisor,
tendrá que restar la tensión de emisor de la tensión de colector de la siguiente manera:
VCE ⫽ 13,1 V ⫺ 4,3 V ⫽ 8,8 V
Por tanto, el circuito con polarización de emisor de la Figura 7.10 tiene un punto Q con las coordenadas siguien-
tes: IC ⫽ 1,95 mA y VCE ⫽ 8,8 V.
La tensión colector-emisor es la tensión utilizada para dibujar las rectas de carga y para leer las hojas de carac-
terísticas. Como fórmula:
VCE ⴝ VC ⴚ VE (7.8)
El circuito es inmune a las variaciones de la ganancia de corriente
He aquí por qué la polarización de emisor es tan sobresaliente: el punto Q de un circuito con polarización de emi-
sor es inmune a las variaciones de la ganancia de corriente. La demostración se basa en el proceso utilizado para
analizar el circuito. Los pasos que hemos usados anteriormente son:
1. Obtener la tensión de emisor.
2. Calcular la corriente de emisor.
IE = =
4 3
1 95
,
,
V
2,2 k
mA
⍀
220 Capítulo 7
+
–
VBB
+
–
VCC
RC
RE
Figura 7.9 Polarización de emisor.
+
–
5 V
+
–
1 kΩ
2,2 k⍀
15 V
ßdc = 100
Figura 7.10 Cómo calcular el punto Q.

3. Hallar la tensión de colector.
4. Restar la tensión de emisor de la tensión de colector para obte-
ner VCE.
En el proceso anterior no necesitamos en ningún momento utilizar
la ganancia de corrriente. Dado que no la necesitamos para hallar la
corriente de emisor, ni la corriente de colector, etc., el valor exacto
de la ganancia de corriente ya no resulta importante.
Al cambiar la resistencia de la base al circuito de emisor , estamos
forzando a que la tensión entre la base y tierra se igual a la tensión
de alimentación de la base. Antes, casi toda la tensión de alimenta-
ción caía en la resistencia de base, estableciendo así una corriente
de base fija. Ahora, toda la tensión de alimentación menos 0,7V cae
en la resistencia de emisor , estableciendo así una corriente fija de
emisor.
Efecto secundario de la ganancia de corriente
La ganancia de corriente tiene un efecto secundario en la corriente de colector. Bajo todas las condiciones de ope-
ración, la tres corrientes están relacionadas por la siguiente expresión:
IE ⫽ IC ⫹ IB
que podemos expresar de la siguiente manera:
IE ⫽ IC ⫹ ᎏ
␤
IC
dc
ᎏ
Despejando la corriente de colector, obtenemos:
IC ⴝ ᎏ
␤d
␤
c
ᎏ
d
⫹
c
1
ᎏ IE (7.9)
El cociente que multiplica a IE se denomina factor de corrección y nos dice cúanto difiere IC de IE. Cuando la ga-
nancia de corriente es 100, el factor de corrección es:
ᎏ
␤d
␤
c
d
⫹
c
1
ᎏ ⫽ ᎏ
10
1
0
0
⫹
0
1
ᎏ ⫽ 0,99
Esto quiere decir que la corriente de colector es igual al 99 por ciento de la corriente de emisor. Por tanto, el error
que cometemos al ignorar el factor de corrección es sólo de un 1 por ciento, por lo que decimos que la corriente de
colector es igual a la corriente de emisor.
INFORMACIÓN ÚTIL
Dado que los valores de IC y VCE no se
ven afectados por el valor de beta en
un circuito con polarización de
emisor, este tipo de circuito se dice
que es independiente de beta.
Ejemplo 7.9
¿Cuál es la tensión entre el colector y tierra en el circuito del programa de simulación de circuitos mostrado en la Fi-
gura 7.11? ¿Y entre el colector y el emisor?
SOLUCIÓN La tensión de base es 5 V. La tensión de emisor es 0,7 V menor que ésta, es decir:
VE ⫽ 5 V ⫺ 0,7 V ⫽ 4,3 V
Esta tensión cae en la resistencia de emisor, que ahora tiene un valor de 1 k⍀. Por tanto, la corriente de emisor es
igual a 4,3 V dividido entre 1 k⍀, luego:
IE ⫽ ᎏ
4
1
.3
k⍀
V
ᎏ ⫽ 4,3 mA
La corriente de colector es aproximadamente igual a 4,3 mA. Cuando esta corriente circula por la resistencia de co-
lector (ahora 2 k⍀), genera una tensión de:
ICRC ⫽ (4,3 mA)(2 k⍀) ⫽ 8,6 V
Si restamos esta tensión de la tensión de alimentación del colector, obtenemos:

222 Capítulo 7
F
Fi
ig
gu
ur
ra
a 7
7..1
11
1 Valores medidos.
VC ⫽ 15 V ⫺ 8,6 V ⫽ 6,4 V
Este valor de tensión es muy próximo al valor medido por el programa de simulación de circuitos. Recuerde que se
trata de la tensión entre colector y tierra. Esta es la medida que se debe realizar cuando se están localizando averías.
A menos que disponga de un voltímetro con una resistencia de entrada alta y un terminal de tierra flotante, no
debe intentar conectar un voltímetro directamente entre el colector y el emisor, porque esto puede cortocircuitar el
emisor a tierra. Si desea conocer el valor deVCE, debe medir la tensión entre el colector y tierra, luego medir la ten-
sión entre el emisor y tierra y restar ambas medidas. En este caso:
VCE ⫽ 6,4 V ⫺ 4,3 V ⫽ 2,1 V
PROBLEMA PRÁCTICO 7.9 Disminuya la tensión de alimentación de la base en el circuito de la Figura 7.11
a 3 V. Estime y mida el nuevo valor de VCE.
Hemos aprendido que los circuitos con polarización de base establecen un valor fijo para la corriente de base y que
los circuitos con polarización de emisor establecen un valor fijo para la corriente de emisor . Debido al problema
de la ganancia de corriente, los circuitos con polarización de base normalmente están diseñados para conmutar
entre la región de saturación y la de corte, mientras que los circuitos con polarización de emisor habitualmente
están diseñados para trabajar en la región activa.
En esta sección, vamos a estudiar dos circuitos que pueden utilizarse como excitadores de diodos LED. El pri-
mer circuito utiliza polarización de base y el segundo polarización de emisor. Esto nos va a proporcionar la posi-
bilidad de ver cómo funciona cada uno de los circuitos en la misma aplicación.

Figura 7.12 (a) Polarización de base. (b) Polarización de emisor.
Excitador de diodo LED con polarización de base
En el circuito de la Figura 7.12a, la corriente de base es cero, lo que significa que el transistor se encuentra en la
región de corte. Cuando el interruptor de la Figura 7.12 a se cierra, el transistor entra en fuerte saturación. Imagi-
nemos un cortocircuito entre los terminales de colector y de emisor
. La tensión de alimentación del colector (15V)
aparece en la conexión serie de la resistencia de 1,5 k⍀ y el LED. Si ignoramos la caída de tensión en el LED, la
corriente de colector idealmente es 10 mA. Pero si consideramos que en el LED caen 2 V, entonces son 13 V los
que caen en la resistencia de 1,5 k⍀, y la corriente de colector será 13 V dividido entre 1,5 k⍀, es decir, 8,67 mA.
Este circuito no plantea ningún problema. Es un buen circuito excitador de diodo LED, porque está diseñado
para trabajar en saturación fuerte, donde la ganancia de corriente no importa. Si en este circuito deseamos cambiar
la corriente por el LED, tendremos que variar bien la resistencia de colector o la tensión de alimentación del co-
lector. La resistencia de base es 10 veces más grande que la resistencia de colector porque queremos trabajar en sa-
turación fuerte cuando el interruptor esté cerrado.
Excitador de diodo LED con polarización de emisor
En el circuito de la Figura 7.12 b, la corriente de emisor es cero, lo que significa que el transistor está al corte.
Cuando el interruptor de la Figura 7.12b se cierra, el transistor entra en la región activa. Idealmente, la tensión de
emisor es de 15 V, lo que implica que hay una corriente de emisor de 10 mA. En este caso, la caída de tensión en
el LED no tiene ningún efecto. No importa si la tensión exacta del LED es igual a 1,8; 2 o 2,5 V. Ésta es una ven-
taja del diseño con polarización de emisor sobre el diseño con polarización de base. La corriente del LED es inde-
pendiente de la tensión del LED. Otra ventaja es que el circuito no requiere una resistencia de colector.
El circuito con polarización de emisor de la Figura 7.12 b opera en la región activa cuando el interruptor está
cerrado. Para modificar la corriente del LED, podemos variar la tensión de alimentación de la base o la resistencia
de emisor. Por ejemplo, si varíamos la tensión de alimentación de la base, la corriente del LED variará en propor-
ción directa.
(a)
–
+ –
+
15 V
15 V
1,5 k⍀
15 k⍀
1,5 k⍀
(b)
–
+
–
+
20 V
15 V
Ejemplo 7.10
En el circuito de la Figura 7.12b deseamos obtener una corriente de 25 mA por el LED cuando el interruptor está
cerrado. ¿Cómo podemos conseguirlo?
SOLUCIÓN Una solución sería aumentar la alimentación de la base. Deseamos que fluyan 25 mA a través de
la resistencia de emisor de 1,5 k⍀. La ley de Ohm nos dice que la tensión de emisor tiene que ser:
VE ⫽ (25 mA)(1,5 k⍀) ⫽ 37,5 V
Idealmente, VBB ⫽ 37,5 V. En una segunda aproximación, VBB ⫽ 38,2 V, lo que es una tensión un poco alta para
las tensiones de alimentación típicas. Pero la solución es posible si la aplicación en concreto permite esta alta ten-
sión de alimentación.

224 Capítulo 7
En electrónica, es habitual emplear fuentes de alimentación de 15 V. Por tanto, una mejor solución en la mayoría
de las aplicaciones es hacer más pequeña la resistencia de emisor. Idealmente, la tensión de emisor será de 15 V, y
teniendo en cuenta que deseamos obtener una corriente de 25 mA
a través de la resistencia de emisor
, la ley de Ohm
nos da:
RE ⫽ ᎏ
2
1
5
5
m
V
A
ᎏ ⫽ 600 ⍀
El valor estándar más próximo con una tolerancia del 5 por ciento es 620 ⍀. Si utilizamos la segunda aproxima-
ción, la resistencia será:
RE ⫽ ᎏ
2
1
5
4,3
m
V
A
ᎏ ⫽ 572 ⍀
El valor estándar más próximo es 560 ⍀.
PROBLEMA PRÁCTICO 7.10 En la Figura 7.12b, ¿qué valor de RE se necesita para generar una corriente
por el LED de 21 mA?
Ejemplo 7.11
¿Qué hace el circuito de la Figura 7.13?
SOLUCIÓN Se trata de un indicador de fusible fundidopara una fuente de alimentación continua. Cuando el
fusible está intacto, el transistor con polarización de base entra en saturación. Esto hace que el LED verde se active
para indicar que todo es correcto. La tensión entre el puntoA y tierra es aproximadamente igual a 2 V. Esta tensión
no es suficiente para activar el LED rojo. Los diodos en serie (D1 y D2) evitan que el LED rojo se active porque re-
quieren una caída de tensión de 1,4 V para conducir.
Cuando el fusible se funde, el transistor entra en la región de corte, desactivando el LED verde.A continuación,
la tensión del punto A se incrementa hasta alcanzar la tensión de alimentación. Ahora existe la suficiente tensión
Tabla-resumen 7.1 Polarización de base y polarización de emisor
Circuito
–
+
5 V
15 V
470 k⍀
2 k⍀
–
+
5 V
15 V
4,7 k⍀
2 k⍀
Característica Corriente de base fija Corriente de emisor fija
␤dc ⫽ 100 IB ⫽ 9,15 ␮A; IC ⫽ 915 ␮A IB ⫽ 21,5 ␮A; IE ⫽ 2,15 mA
␤dc ⫽ 300 IB ⫽ 9,15 ␮A; IC ⫽ 2,74 mA IB ⫽ 7,17 ␮A; IE ⫽ 2,15 mA
Modos usados Corte y saturación Activa o lineal
Aplicaciones Circuitos digitales/de conmutación Excitadores IC controlados y amplificadores

para activar los dos diodos en serie y el diodo LED rojo para indicar que el fusible está fundido. La
Tabla-resumen
7.1 ilustra las diferencias entre la polarización de base y la polarización de emisor.
Figura 7.13 Excitador de diodo LED con polarización de base.
D1
A
R1 R2
D2
VERDE
FUSIBLE
ROJO
ENTRADA DE
CONTINUA
SALIDA DE
CONTINUA
7.8 El efecto de las variaciones pequeñas
En los capítulos anteriores hemos presentado el análisis de arriba-abajo, el cual es una herramienta útil para cual-
quiera que desee comprender los circuitos. En el análisis de arriba-abajo de la Figura 7.14, una pequeña variación
indica una variación de aproximadamente un 10 por ciento (la tolerancia de algunas resistencias).
Por ejemplo, la Figura 7.14 muestra un circuito con polarización de emisor con los siguientes valores de cir-
cuito:
VBB ⫽ 2 V VCC ⫽ 15 V RE ⫽ 130 ⍀ RC ⫽ 470 ⍀
Éstas son las variables independientes del circuito (a menudo denominadas valores del circuito) porque sus valo-
res son independientes entre sí: modificar una de ellas no tiene ningún efecto en las demás.
Las restantes tensiones y corrientes son las siguientes:
VE ⫽ 1,3 V VC ⫽ 10,3 V IB ⫽ 99 ␮A IC ⫽ 9,9 mA IE ⫽ 10 mA
Éstas son las variables dependientes porque su valor puede variar cuando una de las variables independientes
varía. Si realmente se comprende cómo funciona un circuito, es fácil decir si una variable dependiente aumenta,
disminuye o se mantiene constante cuando una variable independiente aumenta.
Por ejemplo, en la Figura 7.14, supongamos que VBB aumenta aproximadamente un 10 por ciento. ¿VC aumen-
tará, disminuirá o permacerá igual? Disminuirá. ¿Por qué? Porque un incremento de la tensión de alimentación de
–
+
+2 V
+1,3 V
+10,3 V +15 V
VBB
–
+
VCC
RC
470 ⍀
RE
130 ⍀
ßdc ⫽ 100

226 Capítulo 7
la base hará que aumente la corriente de emisor, la corriente de colector y la tensión en la resistencia de colector y
,
en consecuencia, la tensión de colector disminuirá.
La Tabla 7.1 muestra los efectos de los pequeños incrementos de las variables independientes del circuito de la
Figura 7.14. Utilizamos A para indicar aumento, D para indicar disminución y N para no variación (variaciones
menores de un 1 por ciento). Estos resultados se han obtenido aplicando la segunda aproximación. Estudiando esta
tabla y preguntándose por qué se producen las variaciones, podemos mejorar nuestra comprensión sobre cómo fun-
ciona este circuito.
En un transistor pueden presentarse muchos problemas. Puesto que contiene dos diodos, exceder las tensiones de
disrupción, las corrientes máximas o los límites de potencia puede dañar uno o ambos diodos. Entre los posibles
problemas se incluyen cortocircuitos, circuitos abiertos, altas corrientes de fugas y una reducida ␤dc.
Pruebas fuera del circuito
Normalmente, un transistor se prueba empleando un multímetro digital configurado en el rango de pruebas del
diodo. La Figura 7.15 muestra un transistor npn como dos diodos en oposición. Cada unión pn se puede pro-
bar para obtener los valores con polarización directa y polarización inversa. También puede medirse la tensión
colector-emisor, la cual debería dar como resultado una indicación fuera de rango con cualquier polaridad del mul-
tímetro digital. Dado que un transistor tiene tres terminales, hay seis posibles conexiones del multímetro digital
teniendo en cuenta la polaridad, las cuales se muestran en la Figura 7.16
a. Observe que sólo dos de las conexiones
dan como resultado una lectura de aproximadamente 0,7V. También es importante darse cuenta de que el terminal
de base es la única conexión común en ambas lecturas de 0,7V y que requiere una conexión de polaridad positiva
(+). Esto también se muestra en la Figura 7.16b.
Figura 7.15 Transistor npn. Figura 7.16 Lecturas de un multímetro digital para un tran-
sistor NPN. (a) Conexiones con polaridad. (b) Medidas en la unión pn.
(a)
C
E
(b)
B 0L
0,7
0.7
–
+
+
–
+
–
–
+
B E
E B
B C
C B
C E
E C
Lectura
0,7
0,7
0L
0L
0L
0L
⫹ ⫺
⫽
C
C
C
B
E
B
E
B
E
⫽
N
P
N
VE IE IB IC VC VCE
VBB aumenta A A A A D D
VCC aumenta N N N N A A
RE aumenta N D D D A A
RC disminuye N N N N D D

Un transistor pnp se puede probar utilizando la misma técnica. Como se muestra en la Figura 7.17, el transis-
tor pnp puede representarse como dos diodos en oposición. De nuevo, utilizando un multímetro digital en el rango
del diodo, obtenemos los resultados para un transistor normal mostrados en las Figuras 7.18a y 7.18b.
Muchos multímetros digitales disponen de funciones especiales para probar ␤dc o hFE. Colocando los termi-
nales del transistor en las ranuras apropiadas, se obtiene en la pantalla la ganancia de corriente en directa. Esta
ganancia de corriente es para los valores especificados de la corriente de base o la corriente de colector y VCE.
Consulte el manual de su multímetro digital para ver si dispone de condiciones de prueba específicas.
Otra forma de probar los transistores es mediante un óhmetro. Podemos comenzar midiendo la resistencia entre
el colector y el emisor, la cual debe ser grande en ambas direcciones, porque los diodos de colector y de emisor
están conectados en serie y en oposición. Uno de los problemas más comunes es encontrar un cortocircuito entre
colector y emisor, producido por haberse excedido el límite de potencia. Si se obtiene una lectura entre cero y unos
pocos miles de ohmios en cualquiera de las dos direcciones, quiere decir que el transistor está cortocircuitado y
debe ser reemplazado.
Suponiendo que la resistencia colector-emisor es muy alta en ambas direcciones (del orden de megaohmios),
pueden medirse las resistencias en inversa y en directa del diodo de colector (terminales colector
-base) y del diodo
de emisor (terminales base-emisor). Deberá obtener para ambos diodos una relación alta en inversa y en directa,
típicamente mayor que 1000⬊1 (silicio). Si no obtiene estos resultados, quiere decir que el transistor es defectuoso.
Incluso aunque el transistor supere las pruebas del óhmetro, puede tener aún algunos fallos. Después de todo, el
óhmetro sólo comprueba cada una de las uniones del transistor sólo bajo condiciones de continua. Puede emplear un
trazador de curvas para localizar fallos más sutiles, como una corriente de fugas muy alta, una baja␤dc, o una tensión
de disrupción insuficiente. En la Figura 7.19 se muestra un transistor que se está probando con un trazador de curvas.
También hay disponibles instrumentos para probar transistores comerciales, que permiten comprobar la corriente de
fugas, la ganancia de corriente ␤dc y otras magnitudes.
Pruebas dentro del circuito
Las pruebas dentro del circuito más sencillas consisten en medir las tensiones del transistor con respecto a tierra.
Por ejemplo, medir la tensión de colector VC y la tensión de emisor VE es un buen comienzo. La diferencia de ten-
siones VC ⫺ VE debe ser mayor que 1 V, pero menor que VCC. Si se obtiene una lectura menor que 1 V en un
circuito amplificador, el transistor puede estar cortocircuitado. Si la lectura es igual a VCC, es posible que el tran-
sistor esté en circuito abierto.
La prueba anterior generalmente indica la presencia de un fallo de continua si es que existe alguno. Muchas per-
sonas incluyen una prueba de VBE, que realizan del siguiente modo: medir la tensión de baseVB y la tensión de emi-
sor VE. La diferencia de estas lecturas es VBE y debería estar comprendida entre 0,6 y 0,7 V para transistores de pe-
queña señal que operen en la región activa. En transistores de potencia, VBE puede ser 1 V o mayor debido a la
resistencia interna del diodo de emisor. Si la lectura de VBE es menor que aproximadamente 0,6 V, quiere decir que
el diodo de emisor no está polarizado en directa. El fallo podría encontrarse en el transistor o en los componentes de
polarización.
Algunas personas incluyen una prueba del funcionamiento en la región de corte, que realizan de la forma si-
guiente: cortocircuitan los terminales base-emisor mediante un puente, eliminando así la polarización en directa
(a)
C
E
(b)
B 0L
0,7
0,7
+
–
–
+
–
+
+
–
B E
E B
B C
C B
C E
E C
Lecturas
0L
0L
0,7
0L
0L
0,7
⫹ ⫺
⫽
C
C
C
B
E
B
E
B
E
⫽
P
N
P
Figura 7.18 Lecturas de un multímetro digital para un transistor
PNP. (a) Conexiones con polaridad. (b) Medidas en la unión pn.
Figura 7.17 Transistor PNP

228 Capítulo 7
Figura 7.19 Pruebas de un transistor con un trazador de curvas. Cortesía de Tektronix.
del diodo de emisor y forzando a que el transistor entre en corte. La tensión entre el colector y tierra debería ser
igual a la tensión de alimentación del colector. Si no es así, quiere decir que algo está fallando en el transistor o en
la circuitería.
Debe tener un cuidado especial cuando realice esta prueba. Si otro dispositivo o circuito está conectado direc-
tamente al terminal de colector, asegúrese de que el aumento de la tensión de colector respecto de tierra no causará
ningún daño.
Tabla de averías
Como se ha explicado en el Capítulo 6, un componente cortocircuitado es equivalente a una resistencia con valor
cero y un componente en abierto es equivalente a una resistencia infinita. Por ejemplo, la resistencia de emisor
puede estar cortocircuitada o en circuito abierto, designaremos estas averías por RES y REO, respectivamente. De
forma similar, la resistencia de colector puede estar cortocircuitada o en circuito abierto, lo que simbolizamos con
RCS y RCO, respectivamente.
Cuando un transistor es defectuoso, puede ocurrir cualquier cosa. Por ejemplo, uno o ambos diodos pueden
estar internamente cortocircuitados o en circuito abierto. Vamos a limitar el número de posibilidades a los fallos
más probables: un cortocircuito entre colector y emisor ( CES) representa los tres terminales cortocircuitados
(base, colector y emisor), y un circuito abierto entre colector y emisor ( CEO) representa los tres terminales en
abierto. Un circuito abierto entre base y emisor (BEO) indica que el diodo base-emisor está en circuito abierto y un
circuito abierto entre colector y base (CBO) indica que el diodo colector-base está en abierto.
La Tabla 7.2 muestra algunas de las averías que podrían producirse en un circuito como el de la Figura 7.20.
Las tensiones se han calculado aplicando la segunda aproximación. Cuando el circuito está trabajando normal-
mente, debe obtenerse una tensión de base de 2V, una tensión de emisor de 1,3V y una tensión de colector de apro-
ximadamente 10,3 V. Si la resistencia de emisor estuviera cortocircuitada, aparecerían ⫹2 V en el diodo de emi-
sor. Esta tensión tan grande destruiría el transistor, produciendo posiblemente un abierto entre colector y emisor .
Esta avería, RES, y sus tensiones se muestran en la Tabla 7.2.
Si la resistencia de emisor estuviera en abierto, no existiría corriente de emisor . Por tanto, la corriente de co-
lector sería igual a cero y la tensión de colector aumentaría a 15V. Esta avería, REO, y sus tensiones se muestran en
la Tabla 7.2. Siguiendo este proceso podemos obtener el resto de la entradas incluidas en la tabla.
Observe que no se ha incluido una entrada para cuando no hay VCC, lo que merece un comentario. Lo primero
que podría pensarse es que la tensión de colector es cero, porque no hay tensión de alimentación de colector . Sin
embargo, eso no será lo que mida un voltímetro. Cuando se conecta un voltímetro entre el colector y tierra, la ali-
© Tektronix, Inc. Reimpreso con su permiso. Todos los derechos reservados.

Figura 7.20 Análisis de arriba-abajo (repetida como referencia)
mentación de base dará lugar a una pequeña corriente directa a través del diodo de colector en serie con el voltí-
metro. Puesto que la tensión de base está fijada en 2V, la tensión de colector es igual a ésta menos 0,7V. Por tanto,
el voltímetro dará una medida de 1,3 V entre el colector y tierra. En otras palabras, el voltímetro completa el cir-
cuito a tierra porque éste actúa como una resistencia muy grande en serie con el diodo de colector.
7.10 Más dispositivos optoelectrónicos
Como se ha mencionado anteriormente, un transistor con la base en abierto presenta una pequeña corriente de
colector formada por la corriente producida térmicamente por los portadores minoritarios y la corriente de fugas
superficial. Si la unión del colector se expone a la luz, un fabricante puede obtener un fototransistor, un disposi-
tivo que es más sensible a la luz que un fotodiodo.
Idea básica del fototransistor
La Figura 7.21a muestra un transistor con la base en circuito abierto. Como hemos dicho anteriormente, en este
circuito existe una pequeña corriente de colector. Vamos a ignorar la corriente de fugas superficial y a concentrar-
nos en la producida térmicamente por los portadores en el diodo de colector . Imaginemos esta corriente inversa
producida por los portadores como una fuente de corriente ideal en paralelo con la unión colector-base de un tran-
sistor ideal (Figura 7.21b).
Puesto que el terminal de base está en abierto, toda la corriente inversa se ve forzada a entrar en la base del
transistor. La corriente de colector resultante es:
Avería VB, V VE, V VC, V Comentarios
Ninguna 2 1,3 10,3 No hay avería
RES 2 0 15 El transistor se destruye (CEO)
REO 2 1,3 15 No hay ni corriente de base ni de colector
RCS 2 1,3 15
RCO 2 1,3 1,3
No VBB 0 0 15 Comprobar la alimentación y sus conexiones
No VCC 2 1,3 1,3 Comprobar la alimentación y sus conexiones
CES 2 2 2 Todos los terminales del transistor en cortocircuito
CEO 2 0 15 Todos los terminales del transistor en abierto
BEO 2 0 15 Diodo base-emisor en abierto
CBO 2 1,3 15 Diodo colector-base en abierto
–
+
+2 V
+1,3 V
+10,3 V +15 V
VBB
–
+
VCC
RC
470 ⍀
RE
130 ⍀
ßdc ⫽ 100

Figura 7.21 (a) Transistor con la base en circuito abierto. (b) Circuito equivalente.
ICEO ⫽ ␤dcIR
donde IR es la corriente inversa producida por los portadores minoritarios. Esta expresión nos dice que la corriente
de colector es mayor que la corriente inversa original en un factor ␤dc.
El diodo de colector es sensible a la luz y al calor
. En un fototransistor, la luz pasa a través de una ventana e in-
cide en la unión colector-base. Cuando la intensidad de la luz aumenta, IR aumenta y por tanto ICEO también.
Fototransistor y fotodiodo
La principal diferencia entre un fototransistor y un fotodiodo está en la ganancia de corriente ␤dc. La misma can-
tidad de luz incidente sobre ambos dispositivos produce ␤dc veces más corriente en un fototransistor que en un
fotodiodo. La mayor sensibilidad del fototransistor es una importante ventaja sobre el fotodiodo.
La Figura 7.22a muestra el símbolo esquemático de un fototransistor . Fíjese en que la base está en circuito
abierto. Ésta es la forma normal de funcionamiento de un fototransistor . La sensibilidad se puede controlar
mediante una resistencia variable en la base (Figura 7.22b), aunque la base habitualmente se deja en abierto para
obtener la máxima sensibilidad a la luz.
El precio que hay que pagar por disponer de una mayor sensibilidad es una menor velocidad. Un fototransistor
es más sensible que un fotodiodo, pero no se puede activar y desactivar tan rápidamente. Un fotodiodo tiene
corrientes de salida típicas del orden de los microamperios y puede conmutar de un estado a otro en cuestión de
nanosegundos. El fototransistor tiene corrientes de salida típicas del orden de miliamperios pero conmuta de un es-
tado a otro en cuestión de microsegundos. En la Figura 7.22c se muestra un fototransistor típico.
Optoacoplador
La Figura 7.23a muestra un LED que excita a un fototransistor. Se trata de un optoacoplador mucho más sensible
que el LED-fotodiodo visto anteriormente. La idea es sencilla. Cualquier variación en VS produce variaciones en
Figura 7.22 Fototransistor. (a) La base en abierto proporciona una mayor sensibilidad. (b) La resistencia variable de base cambia la
sensibilidad. (c) Fototransistor típico.
RC
+VCC
(a) (c)
RB
(b)
RC
+VCC
(a) (b)
+VCC
ABIERTO
RC
+VCC
RC
IDEAL
IR
230 Capítulo 7

Figura 7.23 (a) Optoacoplador con LED y fototransistor. (b) Optoacoplador integrado.
la corriente del LED, lo que hace que la corriente a través del fototransistor también varíe. A su vez, esto produce
una variación en la tensión entre los terminales de colector y emisor
. Por tanto, se acopla una tensión de señal desde
el circuito de entrada al circuito de salida.
De nuevo, la ventaja más importante de un optoacoplador es el aislamiento eléctrico entre los circuitos de en-
trada y de salida. Dicho de otra manera, el terminal común del circuito de entrada es distinto del terminal común
del circuto de salida. Por esta razón, no existe ningún camino de conducción entre ambos circuitos, lo que signi-
fica que uno de los circuitos se puede conectar a tierra y el otro dejarse flotante. Por ejemplo, el circuito de entrada
puede estar conectado a la tierra del chasis del equipo, mientras que el terminal común del circuito de salida puede
no estar conectado a tierra. La Figura 7.23b muestra un optoacoplador integrado típico.
Ejemplo
El optoacoplador 4N24 de la Figura 7.24a proporciona aislamiento de la red eléctrica y detecta los cruces por cero
de la tensión de red. La gráfica de la Figura 7.24 b muestra cómo se relaciona la corriente de colector con la co-
rriente del LED. He aquí cómo calcular la tensión de pico de salida del optoacoplador:
El rectificador en puente produce una corriente de onda completa a través del LED. Ignorando las caídas en los
diodos, la corriente de pico a través del LED es:
ILED ⫽ ᎏ
1,41
1
4
6
(1
k
1
⍀
5 V)
ᎏ ⫽ 10,2 mA
El valor de saturación de la corriente del fototransistor es:
IC(sat) ⫽ ᎏ
1
2
0
0
k
V
⍀
ᎏ ⫽ 2 mA
La Figura 7.24b muestra las curvas estáticas de la corriente del
fototransistor en función de la corriente del LED para tres optoaco-
pladores diferentes. Con un 4N24 (curva superior), una corriente de
LED de 10,2 mA produce una corriente de colector de aproximada-
mente 15 mA cuando la resistencia de car ga es cero. En la Figura
7.24a, la corriente del fototransistor nunca alcanza los 15 mA por-
que se satura a 2 mA. En otras palabras, hay más que suficiente co-
rriente de LED para producir la saturación. Puesto que la corrriente
de pico del LED es de 10,2 mA, el transistor está saturado durante
la mayor parte del ciclo. En esta situación, la tensión de salida es
aproximadamente igual a cero, como se muestra en la Figura 7.24c.
Los cruces por cero se producen cuando la tensión de red
cambia de polaridad, de positiva a negativa, o a la inversa. En un
cruce por cero, la corriente del LED cae a cero. En ese instante, el
fototransistor pasa a ser un circuito abierto y la tensión de salida
aumenta hasta aproximadamente 20 V, como se muestra en la
Figura 7.24c. Como podemos ver, la tensión de salida es práctica-
(a)
–
+
RS
VS
–
+
RC
VCC
(b)
INFORMACIÓN ÚTIL
El optoacoplador realmente fue
diseñado como sustituto de estado
sólido del relé mecánico. Funcional-
mente, el optoacoplador es similar a
su antigua contrapartida mecánica,
ya que ofrece un alto grado de
aislamiento entre sus terminales de
entrada y de salida. Algunas de las
ventajas de utilizar un optoacoplador
en lugar de un relé mecánico es que
tiene velocidades de operación más
altas, no existen rebotes en los
contactos, su menor tamaño, no
tiene partes móviles y su compatibi-
lidad con los circuitos digitales de
microprocesador.

Figura 7.24 (a) Detector de cruce por cero. (b) Curvas del optoacoplador. (c) Salida del detector.
mente cero en la mayor parte del ciclo. En los cruces por cero, aumenta rápidamente hasta 20 V y luego decrece
hasta cero.
Un circuito como el mostrado en la Figura 7.24a resulta útil porque no requiere un transformador para propor-
cionar aislamiento de la red eléctrica. El optoacoplador se ocupa de realizar esta función. Además, el circuito
detecta los cruces por cero, lo que siempre es deseable en aplicaciones en las que se quiera sincronizar algún otro
circuito a la frecuencia de la tensión de red.
115 V ac
(a)
+20 V
vout
16 k⍀
10 k⍀
4N24
100
40
10
4
1
0,4
0,1
0,04
0,01
0,1 0.4 1 4 10 40 100
I
C
,
mA
ILED, mA
4N23
4N24
4N22
(b)
+20 V
≈ 0 V
SALIDA
RED
(c)
232 Capítulo 7
SEC. 7.1 VARIACIONES
DE LA GANANCIA
DE CORRIENTE
La ganancia de corriente de un transistor
es una magnitud no predecible. A causa
de las tolerancias de fabricación, la
ganancia de corriente puede variar
dentro de un rango tan grande como de
3⬊1 cuando se sutituye un transistor por
otro del mismo tipo. Las variaciones de
temperatura y de la corriente de colector
producen variaciones adicionales en la
ganancia de corriente.
SEC. 7.2 LA RECTA DE CARGA
La recta de carga de continua contiene
todos los puntos posibles de trabajo en
continua de un circuito de transistores. El
extremo superior de la recta de carga se
denomina punto de saturación y el
extremo inferior es el punto de corte. El
método para calcular la corriente de
saturación consiste en imaginar un corto-
circuito entre el colector y el emisor. El
método para hallar la tensión de corte
consiste en imaginar un circuito abierto
entre el colector y el emisor.
SEC. 7.3 EL PUNTO DE TRABAJO
El punto de trabajo del transistor se
encuentra sobre la recta de carga de con-
tinua. La posición exacta de este punto se
determina mediante la corriente de
colector y la tensión colector-emisor. Con
polarización de base, el punto Q se mueve
ante cualquier variación de los valores del
circuito.
SEC. 7.4 CÓMO RECONOCER
LA SATURACIÓN
La idea consiste en suponer que el
transistor npn está trabajando en la
región activa. Si esta suposición lleva a
una contradiccción (tal como una
tensión negativa colector-emisor o una
corriente de colector mayor que la
corriente de saturación), entonces sabre-
mos que el transistor está funcionando
en la región de saturación. Otra forma de
reconocer la saturación es comparando
la resistencia de base con la resistencia
Resumen

de colector. Si la relación se encuentra en
las vencidades de la relación 10 ⬊1, el
transistor probablemente esté saturado.
SEC. 7.5 LA CONMUTACIÓN
DEL TRANSISTOR
La polarización de base tiende a utilizar
el transistor como un conmutador. La
acción de conmutación se encuentra
entre el corte y la saturación. Este tipo de
funcionamiento es útil en los circutos
digitales. Los circuitos de conmutación
también reciben el nombre de circutos
de dos estados.
DE EMISOR
La polarización de emisor es práctica-
mente inmune a las variaciones de la
ganancia de corriente. El proceso para
analizar la polariazación de emisor está
en la tensión de emisor, la corriente de
emisor, la tensión de colector y la tensión
colector-emisor. Todo lo que se necesita
en este proceso es la ley de Ohm.
SEC. 7.7 EXCITADORES DE
DIODOS LED
Un excitador de diodo LED con polariza-
ción de base utiliza un transistor satura-
do o en corte para controlar la corriente
a través de un LED. Un excitador de LED
con polarización de emisor utiliza la
región activa y de corte para controlar la
corriente a través del LED.
SEC. 7.8 EL EFECTO DE
LAS PEQUEÑAS
VARIACIONES
Útil tanto para técnicos de reparaciones
como para diseñadores es la capacidad
de predecir la dirección de la variación
de una tensión o corriente dependiente,
cuando uno de los valores del circuito
varía. Cuando esto se sabe hacer, es más
fácil comprender lo que ocurre ante
diferentes averías, así como analizar los
circuitos.
Puede utilizar un multímetro digital o un
óhmetro para probar un transistor. Los
mejores resultados se obtienen cuando el
transistor está desconectado del circuito
Cuando el transistor está montado en el
circuito con la alimentación conectada,
puede medir sus tensiones, las cuales son
pistas que ayudan a detectar posibles
averías.
SEC. 7.10 MÁS DISPOSITIVOS
OPTOELECTRÓNICOS
A causa de su ␤dc, el fototransistor es
más sensible a la luz que un fotodiodo.
Combinado con un LED, el fototransistor
proporciona un optoacoplador más sen-
sible. La desventaja del fototransistor es
que responde más lentamente a las
variaciones de la intensidad de la luz que
un fotodiodo.
Derivaciones
(7.1) Análisis de la recta de carga:
(7.2) Corriente de saturación (polarización de base):
(7.3) Tensión de corte (polarización de base)
+VCC
VCE(corte)
–
+
+
RC
+VCC
IC(sat)
+
RC
+VCC
VCE
–
+
+
IC
(7.5) Ganancia de corriente:
IC ⫽ ␤dcIB
(7.7) Tensión de emisor:
VE ⫽ VBB ⫺ VBE
+
+VBB
+VE
VBE –
+
RC
+VCC
VCE
–
+
+
IC
+
+
IB
IC
ßdc
RB
+VBB
+
IB
IC ⫽
VCC ⫺ VCE
ᎏ
RC
IC(sat) ⫽
VCC
ᎏ
RC
VCE(corte) ⫽ VCC
IB ⫽
VBB ⫺ VBE
ᎏ
RB
VCE ⫽ VCC ⫺ ICRC

VCE ⫽ VC ⫺ VE
+
+
+VE
+VC
VCE
–
+
234 Capítulo 7
(7.9) Insensibilidad de IC a ␤dc
IC ⫽ ᎏ
␤d
␤
c
d
⫹
c
1
ᎏ IE
+
+
IE
IC
ßdc
Cuestiones
1. La ganancia de corriente de un
transistor se define como la
relación de la corriente de colector
y la
a. corriente de base
b. corriente de emisor
c. corriente de alimentación
d. corriente de colector
2. La gráfica de la ganancia de
corriente en función de la corrien-
te de colector indica que la ganan-
cia de corriente
a. es constante
b. varía ligeramente
c. varía de forma significativa
d. es igual a la corriente de colector
dividida entre la corriente de
base
3. Cuando la corriente de colector
aumenta, ¿qué hace la ganancia de
corriente?
a. disminuye
b. no varía
c. aumenta
d. Cualquiera de las anteriores
4. Cuando la temperatura aumenta,
la ganancia de corriente
a. disminuye
b. no varía
c. aumenta
d. Cualquiera de las anteriores
5. Cuando la resistencia de base
aumenta, la tensión de colector
probablemente
a. disminuye
b. no varía
c. aumenta
6. Si la resistencia de base es muy
pequeña, el transistor operará en
a. la región de corte
b. la región activa
c. la región de saturación
d. la región de disrupción
7. Ignorando la resistencia interna
del diodo de colector, la tensión de
saturación colector-emisor es
a. 0
b. unas décimas de voltio
c. 1 V
d. la tensión de alimentación
8. En una línea de carga se muestran
tres puntos Q. El punto Q superior
representa
a. la ganancia de corriente mínima
b. la ganancia de corriente
intermedia
c. la ganancia de corriente máxima
d. el punto de corte
9. Si un transistor funciona en el
punto central de la recta de carga,
una disminución en la resistencia
de base desplazará el punto Q
a. hacia abajo
b. hacia arriba
c. no se moverá
d. fuera de la recta de carga
10. Si un transistor funciona en el
punto central de la recta de carga,
una disminución de la ganancia de
corriente desplazará el punto Q
a. hacia abajo
b. hacia arriba
c. no se moverá
11. Si la tensión de alimentación de la
base aumenta, el punto Q se
desplaza
a. hacia abajo
b. hacia arriba
c. no se moverá
12. Suponiendo que la resistencia de
base está en abierto. El punto Q
estará en
a. el centro de la recta de carga
b. en el extremo superior de la
recta de carga
c. en el extremo inferior de la recta
de carga
13. Si la tensión de alimentación de la
base se desconecta, la tensión
colector-emisor será igual a
a. 0 V
b. 6 V
c. 10,5 V
d. la tensión de alimentación de
colector
14. Si la resistencia de base tiene un
valor de cero, probablemente el
transistor
a. está saturado
b. está en corte
c. se destruye
15. Si la resistencia de colector está en
abierto en un circuito con polari-
zación de base, la recta de carga
será
a. horizontal
b. vertical
c. inútil
d. plana
16. La corriente de colector es 1,5 mA.
Si la ganancia de corriente es 50, la
corriente de base es
a. 3 ␮A
b. 30 ␮A
c. 150 ␮A d. 3 mA
17. La corriente de base es 50 ␮A. Si la
ganancia de corriente es 100, la
corriente de colector se aproxima a
un valor de
a. 50 ␮A

b. 500 ␮A
c. 2 mA
d. 5 mA
18. Cuando el punto Q se desplaza a lo
largo de la recta de carga, VCE
disminuye cuando la corriente de
colector
a. disminuye
b. no varía
c. aumenta
19. Cuando no hay corriente de base
en un conmutador de transistor, la
tensión de salida del transistor es
a. un nivel bajo
b. un nivel alto
c. no varía
d. desconocida
20. Un circuito con una corriente de
emisor fija se denomina
a. circuito de polarización de base
b. circuito de polarización de
emisor
c. circuito de polarización de
transistor
d. circuito de polarización con dos
alimentaciones
21. El primer paso para analizar cir-
cuitos con polarización de emisor
consiste en hallar
a. la corriente de base
b. la tensión de emisor
c. la corriente de emisor
d. la corriente de colector
22. Si la ganancia de corriente es
desconocida en un circuito con
polarización de emisor, no se puede
calcular
a. la tensión de emisor
b. la corriente de emisor
c. la corriente de colector
d. la corriente de base
23. Si la resistencia de emisor está en
circuito abierto, la tensión de
colector es
a. un nivel bajo
b. un nivel alto
c. no varía
d. desconocida
circuito abierto, la tensión de
colector es
a. un nivel bajo
b. un nivel alto
c. no varía
d. desconocida
25. Cuando la ganancia de corriente
aumenta de 50 a 300 en un
circuito con polarización de emisor,
la corriente de colector
a. permanece prácticamente igual
b. disminuye en un factor de 6
c. aumenta en un factor de 6
d. es cero
26. Si la resistencia de emisor aumen-
ta, la tensión de colector
a. disminuye
b. permanece igual
c. aumenta
d. destruye el transistor
27. Si la resistencia de emisor dismi-
nuye,
a. el punto Q se desplaza hacia arriba
b. la corriente de colector disminuye
c. el punto Q permanece donde está
d. la ganancia de corriente aumenta
28. Cuando se utiliza un multímetro
digital para probar un transistor,
¿con cuantas conexiones teniendo
en cuenta la polaridad se obten-
drán lecturas aproximadas de 0,7 V?
a. una
b. dos
c. tres
d. ninguna
29. ¿Qué conexión teniendo en cuenta
la polaridad del multímetro digital
se necesita aplicar a la base de un
transistor npn para obtener una
lectura de 0,7 V?
a. positiva
b. negativa
c. positiva o negativa
d. desconocida
30. Cuando se prueba un transistor
npn utilizando un óhmetro, la
resistencia colector-emisor dismi-
nuirá cuando
a. el colector sea positivo respecto
del emisor
b. el emisor sea positivo respecto
del colector
c. el transistor sea normal
d. el transistor sea defectuoso
31. La principal ventaja de un foto-
transistor comparado con un
fotodiodo es su
a. respuesta a muy altas frecuencias
b. funcionamiento en alterna
c. mayor sensibilidad
d. durabilidad
Problemas
SEC. 7.1 VARIACIONES EN LA
GANANCIA DE CORRIENTE
7.1 Utilice la Figura 7.1. ¿Cuál es la ganancia de corriente de un
2N3904 cuando la corriente de colector es 100 mA y la
temperatura de la unión es igual a 125°C?
7.2 Utilice la Figura 7.1. La temperatura de la unión es 25°C y la
corriente de colector es de 1,0 mA. ¿Cuál es la ganancia de
corriente?
SEC. 7.2 LA RECTA DE CARGA
7.3 Dibuje la recta de carga para el circuito de la Figura 7.25a.
¿Cuál es la corriente de colector en el punto de saturación?
¿Y la tensión colector-emisor en el punto de corte?
Figura 7.25
7.4 Si en la Figura 7.25a se aumenta la tensión de alimentación
del colector a 25 V, ¿qué ocurre con la recta de carga?
(a)
1 M⍀
3,3 k⍀
+10 V
+20 V
(b)
680 k⍀
470 ⍀
+5 V
+5 V

236 Capítulo 7
7.5 Si en la Figura 7.25a se aumenta la resistencia de colector a
4,7 k⍀, ¿qué ocurre con la recta de carga?
7.6 Si la resistencia de base de la Figura 7.25a se reduce a 500
k⍀, ¿qué ocurre con la recta de carga?
7.7 Dibuje la recta de carga del circuito de la Figura 7.25b. ¿Cuál
es la corriente de colector en el punto de saturación? ¿Y la
tensión colector-emisor en el punto de corte ?
7.8 Si en el circuito de la Figura 7.25b se duplica la tensión de
alimentación de colector ¿qué ocurre con la recta de carga?
7.9 Si la resistencia de colector se aumenta a 1 k⍀ en el circuito
de la Figura 7.25b, ¿qué ocurre con la recta de carga?
SEC. 7.3 EL PUNTO DE TRABAJO
7.10 En la Figura 7.25a, ¿cuál es la tensión entre el colector y
tierra si la ganancia de corriente es 200?
7.11 La ganancia de corriente varía desde 25 a 300 en el circuito
de la Figura 7.25a. ¿Cuál es la tensión mínima entre colector
y tierra? ¿Y la máxima?
7.12 Las resistencias de la Figura 7.25a tienen una tolerancia del
⫾5 por ciento. Las tensiones de alimentación tienen una
tolerancia del ⫾10 por ciento. Si la ganancia de corriente
puede variar entre 50 y 150, ¿cuál es la tensión mínima
entre colector y tierra? ¿Y la máxima?
7.13 En la Figura 7.25b, ¿cuál es la tensión entre el colector y
tierra si la ganancia de corriende es 150?
7.14 En la Figura 7.25b, la ganancia de corriente varía entre 100
y 300. ¿cuál es la tensión mínima entre colector y tierra? ¿Y
la máxima?
7.15 Las resistencias de la Figura 7.25b tienen una tolerancia del
⫾5 por ciento. Si las tensiones de alimentación tienen una
tolerancia del ⫾10 por ciento y la ganancia de corriente
varía entre 50 y 150, ¿cuál es la tensión mínima entre
colector y tierra? ¿Y la máxima?
SEC. 7.4 CÓMO RECONOCER LA SATURACIÓN
7.16 En la Figura 7.25a, utilice los valores del circuito mostrados
a menos que se indique lo contrario. Determine si el
transistor está saturado para cada una de las siguientes
variaciones:
a. RB ⫽ 33 k⍀ y hFE ⫽ 100
b. VBB ⫽ 5 V y hFE ⫽ 200
c. RC ⫽ 10 k⍀ y hFE ⫽ 50
d. VCC ⫽ 10 V y hFE ⫽ 100
7.17 En la Figura 7.25b, utilice los valores del circuito mostrados
a menos que se indique lo contrario. Determine si el
transistor está saturado para cada una de las siguientes
variaciones:
a. RB ⫽ 51 k⍀ y hFE ⫽ 100
b. VBB ⫽ 10 V y hFE ⫽ 500
c. RC ⫽ 10 k⍀ y hFE ⫽ 100
d. VCC ⫽ 10 V y hFE ⫽ 100
SEC. 7.5 EL TRANSISTOR COMO CONMUTADOR
7.18 La resistencia de 680 k⍀ de la Figura 7.25b se reemplaza por
una resistencia de 4,7 k⍀ y un interruptor en serie. Supo-
niendo un transistor ideal, ¿cuál es la tensión de colector si
el interruptor está abierto? ¿cuál es la tensión de colector
si el interruptor está cerrado?
7.19 Repita el Problema 7.18, pero utilice VCE(sat) ⫽ 0,2 V e
ICEO ⫽ 100 nA.
SEC. 7.6 POLARIZACIÓN DE EMISOR
7.20 ¿Cuál es la tensión de colector en el circuito de la Figura
7.26a? ¿Y la tensión de emisor?
7.21 Si en el circuito de la Figura 7.26a se duplica la resistencia
de emisor, ¿cuál es la tensión colector-emisor?
7.22 Si en el circuito de la Figura 7.26a la tensión de ali-
mentación disminuye a 15 V, ¿cuál es la tensión de
colector?
7.23 ¿Cuál es la tensión de colector en la Figura 7.26b si VBB ⫽
2 V?
7.24 Si en la Figura 7.26b se duplica la resistencia de emisor,
¿cuál es la tensión colector-emisor para una tensión de
alimentacióndelabasede 2,3 V?
7.25 Si en el circuito de la Figura 7.26b la tensión de alimen-
tación de colector aumenta a 15 V, ¿cuál es la tensión
colector-emisor para VBB ⫽ 1,8 V?
SEC. 7.7 EXCITADORES DE DIODOS LED
7.26 Si en el circuito de la Figura 7.26c la tensión de alimen-
tación de la base es de 2 V, ¿cuál es la corriente a través del
LED?
Figura 7.26
(a)
+20 V
10 k⍀
1,8 k⍀
+2,5 V
(b)
+10 V
910 ⍀
180 ⍀
+VBB
(c)
+5 V
100 ⍀
BB
V
+

Figura 7.27
7.27 Si VBB ⫽ 1,8 V en el circuito de la Figura 7.26c, ¿cuál es la
corriente del LED? ¿Y el valor aproximado de VC?
SEC. 7.8 EL EFECTO DE LAS
PEQUEÑAS VARIACIONES
Utilice la letras A (aumenta), D (disminuye) y N (no varía) para
responder a los siguiente problemas.
7.28 La tensión de alimentación de la base del circuito de la
Figura 7.27a disminuye en un 10 por ciento. ¿Qué ocurre
con la corriente de base, la corriente de colector y la tensión
de colector?
7.29 La resistencia de base del circuito de la Figura 7.27a
disminuye en 10 por ciento. ¿Qué ocurre con la corriente de
base, la corriente de colector y la tensión de colector?
(a)
1 M⍀
4,7 k⍀
+10 V
+10 V
hFE ⫽ 100
(b)
3,6 k⍀
1 k⍀
+1,8 V
+10 V
7.30 La resistencia de colector del circuito de la Figura 7.27a
aumenta en un 10 por ciento. ¿Qué ocurre con la corriente
de base, la corriente de colector y la tensión de colector?
7.31 La tensión de alimentación del colector del circuito de la
Figura 7.27a aumenta en un 10 por ciento. ¿Qué ocurre con
la corriente de base, la corriente de colector y la tensión de
colector?
7.32 La tensión de alimentación de la base del circuito de la
Figura 7.27b disminuye en un 10 por ciento. ¿Qué ocurre
con la corriente de base, la corriente de colector y la tensión
de colector?
7.33 La resistencia de emisor del circuito de la Figura 7.27b
7.34 La resistencia de colector del circuito de la Figura 7.27b
7-35 La tensión de alimentación del colector del circuito de la
Figura 7.27b aumenta en un 10 por ciento. ¿Qué ocurre con
la corriente de base, la corriente de colector y la tensión de
colector?
7.36 En el circuito de la Figura 7.27a, un voltímetro marca una
lectura de 10 V en el colector. ¿Qué averías pueden causar
esta lectura?
7.37 ¿Qué ocurre en el circuito de la Figura 7.27a si la conexión a
tierra del emisor está en circuito abierto? ¿Qué lectura dará
un voltímetro para la tensión de base? ¿Y para la tensión de
colector?
7.38 Un voltímetro de continua mide una tensión muy baja en el
colector de la Figura 7.27a. ¿Cuáles son las posibles averías?
7.39 Un voltímetro mide 10 V en el colector del circuito de la
Figura 7.27b. ¿Cuáles son las averías que pueden causar esta
medida tan alta?
7.40 ¿Qué ocurre si la resistencia de emisor en el circuito de la
Figura 7.27b está en circuito abierto? ¿Qué medida
proporcionará un voltímetro para la tensión de base? ¿Y
para la tensión de colector?
7.41 Un voltímetro de continua mide 1,1 V en el colector del
circuito de la Figura 7.27b. ¿Cuáles son las posibles averías?
7.42 Se construye el circuito de la Figura 7.27a y funciona
normalmente. Ahora nuestro trabajo va a consistir en
destruir el transistor. En otras palabras, hay que buscar
formas que inutilicen el transistor. ¿Qué haría para destruir
el transistor?
7.43 Un estudiante de primer curso de electrónica inventa un
circuito nuevo. Éste funciona bastante bien cuando el valor
de la ganancia de corriente está comprendido entre 90 y
110, pero fuera de este rango falla. El estudiante piensa
fabricar en serie el circuito seleccionando manualmente los
transistores 2N3904, que tengan la ganancia de corriente
adecuada y, a continuación, le pide consejo. ¿Qué le
aconsejaría?
7.44 Un estudiante está seguro de que se puede montar un
circuito con polarización de base y una recta de carga que
no es recta y se apuesta 50 euros a que es posible.
¿Aceptaría la apuesta? Explique su respuesta.
7.45 Un estudiante desea medir la tensión colector-emisor del
circuito de la Figura 7.27b, por lo que conecta un voltímetro
entre el colector y el emisor. ¿Qué lectura proporcionará el
voltímetro? (Nota: hay varias respuestas correctas.)
7.46 ¿Cuál es la corriente de colector de Q2 en la Figura 7.28a?
7.47 En la Figura 7.28a, el primer transistor tiene una ganancia
de corriente de 100, y el segundo transistor tiene una

238 Capítulo 7
Figura 7.28
ganancia de corriente de 50. ¿Cuál es la corriente de base
del primer transistor?
7.48 ¿Cuál es la corriente a través del LED de la Figura 7.28b si
VBB ⫽ 0? ¿Y si VBB ⫽ 10 V?
7.49 El diodo zener de la Figura 7.28b se reemplaza por un
1N4736. ¿Cuál es la corriente del LED cuando VBB ⫽ 0?
7.50 ¿Cuál es el máximo valor posible de la corriente que circula
por la resistencia de 2 k⍀ del circuito de la Figura 7.29a?
7.51 La gráfica de la Figura 7.29b se aplica al 4N33 del circuito de
la Figura 7.29a. Si la tensión en la resistencia de 2 k⍀ es 2 V,
¿cuál es el valor de VBB?
7.52 En el circuito de la Figura 7.29a el LED está en circuito
abierto y VBB ⫽ 3 V. Se conecta un voltímetro entre el
colector del 2N3904 y tierra. ¿Qué lectura proporcionará
el voltímetro?
7.53 Un multímetro digital tiene una resistencia de entrada de
10 M⍀. El multímetro digital se conecta entre el colector
(a)
100 ⍀
+10 V
+5 V Q1
Q2
(b)
270 ⍀
2,4 k⍀
5 V
+10 V
240 ⍀
+VBB
+
–
Figura 7.29
de la Figura 7.25a y tierra. Si la resistencia de colector de
3,3 k⍀ está en circuito abierto, ¿qué lectura proporcionará
el multímetro?
7.54 Diseñe un transistor conmutador similar al de la Figura
7.27a para que trabaje en saturación fuerte y cumpla las
siguientes especificaciones:
VCC ⫽ 15 V VBB ⫽ 0 V y 15 V IC(sat) ⫽ 5 mA
7.55 En la Figura 7.27b, cambie el valor de la resistencia de
colector (3,6 k⍀) de modo que VCE ⫽ 6,6 V.
100
10
1,0
0,1
0,01
0,001
0,0001
0,1 1,0 10 100
ILED, mA
4N33
(b)
I
C
,
mA
(a)
+VBB
–
+
2N3904
430 ⍀
4N33
+10 V
2 k⍀
10 V
+1000 V
menor que el 1 por ciento. Por regla general, un técnico de
reparaciones consideraría que una variación como ésta no
representa un cambio en absoluto.
7.56 Intente predecir la respuesta de cada una de las variables
dependientes de la fila correspondiente a VBB. A conti-
Utilice la Figura 7.30 para el resto de los problemas. Suponga un
incremento de aproximadamente el 10 por ciento en la variable
independiente y utilice la segunda aproximación para el transistor.
Su respuesta deberá ser N (no varía) si la variación en una variable
dependiente es tan pequeña que sería muy difícil medirla. Por
ejemplo, probablemente sería complicado medir una variación

(b)
VB VE VC IE IC IB
VARIABLES DEPENDIENTES
10%
incremento
VARIABLES
INDEPENDIENTES
VBB
VCC
RE
RC
RE
130 ⍀
–
+
B
C
(a)
VBB
2 V
–
+
VCC
15 V
470 Ω
RC
ßdc ⫽ 100
E
nuación, responda a la siguiente pregunta de la forma más
sencilla y directa posible. ¿Qué efecto tiene un incremento
en la tensión de alimentación de la base sobre las variables
dependientes del circuito?
dientes de la fila etiquetada como VCC. A continuación,
resuma sus hallazgos en una o dos frases.
7. ¿Qué efecto tiene la temperatura sobre la ganancia de
corriente?
8. ¿Cuál es la principal aplicación de un circuito con polarización
de base?
9. ¿Qué equipo de pruebas emplea un técnico para hacer
pruebas preliminares en un transistor?
10. ¿Qué clase de fallos de un transistor puede detectar un
trazador de curvas?
11. Dibuje un circuito con polarización de base y explíqueme tres
formas de saturar el circuito y especifique los valores.
12. Cuando se emplea un voltímetro para detectar averías en un
circuito de conmutación, ¿cómo se puede saber si el tran-
sistor está en saturación o en corte?
13. ¿Qué transistor tenderá a saturarse más con menos corriente
de base: un transistor con una RC grande o uno con una RC
pequeña?
14. Cuando se utiliza un transistor con polarización de base como
conmutador, ¿cómo funciona el transistor?
1. Dibuje un circuito con polarización de base. A continuación,
dígame cómo calcular la tensión colector-emisor. ¿Por qué es
probable que este circuito falle en una fabricación en serie si
se necesita un valor preciso de la ganancia de corriente?
2. Dibuje otro circuito con polarización de base y su recta de
carga y explíqueme cómo calcular los puntos de saturación y
de corte. Comente los efectos de una variación en la ganancia
de corriente sobre la posición del punto Q.
3. ¿Cuál es la diferencia entre la polarización de base y la
polarización de emisor? ¿En qué clase de circuitos se utiliza
cada una de ellas?
4. Dibuje un circuito con polarización de emisor y explíqueme
cómo funciona. ¿Qué ocurre con la corriente de colector
cuando se reemplaza el transistor o varía la temperatura?
5. Explíqueme cómo se puede probar un transistor fuera del
circuito. ¿Que pruebas pueden hacerse estando el transistor
montado en el circuito con la alimentación conectada?
6. ¿Qué es un optoacoplador y cuáles son sus ventajas? Deseo
que me haga un dibujo del dispositivo y que me explique
cómo funciona.
dientes de la fila etiquetada como RE. Enumere las variables
dependientes que disminuyen y explique por qué se com-
portan así, aplicando la ley de Ohm o ideas básica similares.
dientes de la fila etiquetada como RC. Enumere las variables
dependientes que no varían y explique por qué no varían.
1. a 4. d 7. a 10. a 13. d 16. b 19. b 22. d 25. a 28. b 31. c
2. b 5. c 8. c 11. b 14. c 17. d 20. b 23. b 26. c 29. a
3. d 6. c 9. b 12. c 15. a 18. c 21. b 24. a 27. a 30. d
7.2 IC (sat) ⫽ 6 mA; VCE (corte) ⫽ 12 V
7.4 IC (sat) ⫽ 3 mA; la pendiente disminuirá.
7.5 VCE ⫽ 8,25 V
7.7 RB ⫽ 47 k⍀
7.8 VCE ⫽ 11,999 V y 0,15 V
7.9 VCE ⫽ 8,1 V
7.10 RE ⫽ 680 ⍀

Capítulo
8
Un prototipo es un diseño de un circuito básico que se puede
modificar para obtener circuitos más avanzados. La polarización de
base es un prototipo utilizado en el diseño de circuitos de
conmutación. La polarización de emisor es un prototipo utilizado en el
diseño de circuitos de amplificación. En este capítulo, vamos a
centrarnos en la polarización de emisor y en los circuitos prácticos que
se pueden derivar de ella.
240

241
anular
autopolarización
divisor de tensión casi constante
divisor de tensión constante
etapa
polarización con realimentación
de colector
polarización con realimentación
de emisor
polarización de emisor con
dos alimentaciones
de tensión
prototipo
Vocabulario
8.1 Polarización mediante divisor de
tensión
8.3 Recta de carga y punto Q de la
polarización mediante divisor de
tensión
8.4 Polarización de emisor con dos
alimentaciones
Objetivos
capaz de:
■ Dibujar un diagrama de un circuito
de polarización mediante divisor de
tensión.
■ Calcular la corriente del divisor, la
tensión de base, la tensión de emisor,
la corriente de emisor, la tensión de
colector y la tensión colector-emisor
de un circuito npn con polarización
mediante divisor de tensión.
■ Determinar cómo dibujar la recta de
carga y calcular el punto Q para un
determinado circuito con polariza-
ción mediante divisor de tensión.
■ Diseñar un circuito con polarización
utilizando directrices de diseño.
■ Dibujar un circuito de polarización
de emisor con dos alimentaciones y
calcular VRE, IE, VC y VCE.
■ Comparar varios tipos diferentes de
circuitos de polarización y describir
cómo funcionan.
■ Calcular el punto Q de circuitos pnp
con polarización mediante divisor de
tensión.
■ Detectar averías en circuitos de
transistores con polarización.

8.1 Polarización mediante divisor de tensión
La Figura 8.1a muestra el circuito de polarización más ampliamente utilizado. Observe que el circuito de la base
contiene un divisor de tensión ( R1 y R2), razón por la cual el circuito se denomina circuito de polarización me-
diante divisor de tensión.
Análisis simplificado
En la detección de averías y los análisis preliminares vamos a emplear el siguiente método. En cualquier circuito
con polarización mediante divisor de tensión bien diseñado, la corriente de base es mucho menor que la corriente
que circula por el divisor de tensión. Dado que la corriente de base tiene un efecto despreciable sobre el divisor de
tensión, podemos imaginar abierta la conexión entre el divisor de tensión y la base para obtener el circuito equi-
valente de la Figura 8.1b. En este circuito, la salida del divisor de tensión es
VBB
R1
R

2
R2
VCC
Idealmente, ésta es la tensión de alimentación en la base, como se muestra en la Figura 8.1c.
Como puede ver, la polarización mediante un divisor de tensión es realmente una polarización de emisor en-
mascarada. En otras palabras, la Figura 8.1c es el circuito equivalente del de la Figura 8.1
a, y es por esto por lo que
la polarización mediante divisor de tensión establece un valor fijo de la corriente de emisor
, resultando en un punto
Q que es independiente de la ganancia de corriente.
En este método simplificado hay un error, que veremos en la siguiente sección. La cuestión importante es: en
cualquier circuito bien diseñado, el error cuando se emplea la Figura 8.1 c es muy pequeño. En otras palabras, un
diseñador selecciona deliberadamente los valores del circuito de tal modo que el circuito de la Figura 8.1
a se com-
porte como el de la Figura 8.1c.
Conclusión
Después de calcular VBB, el resto del análisis es el mismo que el visto anterioremente en el Capítulo 7 para la po-
larización de emisor. A continuación, se resumen las ecuaciones que se pueden utilizar para analizar la polariza-
ción mediante divisor de tensión:
VBB ⴝ
R1
R
ⴙ

2
R2
VCC (8.1)
VE ⴝ VBB ⴚ VBE (8.2)
IE ⴝ
V
R
E

E
(8.3)
Figura 8.1 Polarización mediante división de tensión. (a) Circuito. (b) Divisor de tensión. (c) Circuito simplificado.
R1
R2
RE
–
+
RC
–
+
–
+
–
+
+VCC
(a)
R1
R2
+VCC
+VBB
(b)
RE
RC
+VCC
(c)
VBB
–
+
242 Capítulo 8

IC IE (8.4)
VC ⴝ VCC ⴚ ICRC (8.5)
VCE ⴝ VC ⴚ VE (8.6)
Estas ecuaciones se basan en la ley de Ohm y en las leyes de Kirchhoff. Los pasos que hay que seguir en el análi-
sis son:
1. Calcular la tensión en la base VBB que se obtiene del divisor
de tensión.
2. Restar 0,7 V para obtener la tensión de emisor (utilice 0,3 V
para el germanio).
3. Dividir esta tensión entre la resistencia de emisor para
obtener la corriente de emisor.
4. Suponer que la corriente de colector es aproximadamente
igual a la corriente de emisor.
5. Calcular la tensión de colector respecto a tierra, restando la
tensión que cae en la resistencia de colector de la tensión de
alimentación del colector.
6. Calcular la tensión colector -emisor restanto la tensión de
emisor de la tensión de colector.
Dado que estos seis pasos son lógicos, será fácil recordarlos. Después de que haya analizado unos cuantos circui-
tos con polarización mediante divisor de tensión, el proceso será automático.
INFORMACIÓN ÚTIL
Puesto que VE IC RE, la Ecuación
(8.6) puede escribirse también como
VCE VCC IC RC IC RE
o
VCE VCC IC (RC RE).
Ejemplo 8.1
¿Cuál es la tensión colector-emisor en el circuito de la Figura 8.2?
SOLUCIÓN El divisor de tensión produce una tensión de salida con car ga de:
VBB
10 k
2,2

k
2

,2 k
10 V 1,8 V
Le restamos 0,7 V para obtener:
VE 1,8 V 0,7 V 1,1 V
La corriente de emisor es:
Puesto que la corriente de colector es prácticamente igual a la corriente de emisor,
podemos calcular la tensión de colector a tierra como sigue:
VC 10 V (1,1 mA)(3,6 k) 6,04 V
La tensión colector-emisor es:
VCE 6,04 1,1 V 4,94 V
La siguiente cuestión es importante: los cálculos de este análisis preliminar no dependen de las variaciones en
el transistor, la corriente de colector o la temperatura. La razón de ello es que el punto Q de este circuito es tan
estable como una roca.
PROBLEMA PRÁCTICO 8.1 Cambie la tensión de la fuente de alimentación de la Figura 8.2 de 10 V a 15 V
y calcule VCE.
IE = =
1 1
1 1
,
,
V
1k
mA
Ω
+10 V
RC
3,6 k
R1
10 k
R2
2,2 k
RE
1 k
2N3904
Figura 8.2 Ejemplo.
Polarización de los transistores 243

244 Capítulo 8
Ejemplo 8.2
Explique el significado de la Figura 8.3. La figura muestra un análisis del mismo circuito del ejemplo anterior rea-
lizado con un software de simulación.
SOLUCIÓN Esto realmente nos lleva al punto de partida. En este caso, obtenemos una respuesta casi idéntica
utilizando una computadora para analizar el circuito. Como puede ver
, el voltímetro muestra una lectura de 6,03V
(redondeado a dos posiciones decimales). En el ejemplo anterior hemos obtenido un resultado de 6,04 V, es decir
prácticamente el mismo que ahora. El análisis simplificado nos ha proporcionado casi el mismo resultado que el
análisis por computadora.
Cuando un circuito con polarización mediante divisor de tensión está bien diseñado siempre se obtendrá un re-
sultado como el anterior. Después de todo, el punto de polarización mediante divisor de tensión se comporta como
la polarización de emisor, para eliminar casi todos los efectos de las variaciones en el transistor, la corriente de co-
lector o la temperatura.
PROBLEMA PRÁCTICO 8.2 En un simulador de circuitos, cambie la tensión de alimentación en el circuito de
la Figura 8.3 a 15 V y mida VCE. Compare el valor medido con la respuesta obtenida en el Problema práctico 8.1.
Figura 8.3 Ejemplo de programa de simulación de circuitos.

¿Qué es un circuito de polarización mediante divisor de tensión bien diseñado? Es aquél en el que
el divisor de ten-
sión se mantiene constante en la resistencia de entrada de la base. Esta afirmación necesita una explicación.
Resistencia de fuente
En el Capítulo 1, se ha presentado la idea de una fuente de tensión constante:
Fuente de tensión constante: RS 0,01RL
Cuando se satisface esta condición, la tensión en la car ga está dentro del 1 por ciento de la tensión ideal. Ahora
vamos a ampliar esta idea al divisor de tensión.
¿Cuál es la resistencia deThevenin del divisor de tensión de la Figura 8.4
a? Fijándonos en el divisor de tensión
con VCC conectado a tierra, vemos R1 en paralelo con R2, lo que en forma de ecuación se expresa:
RTH R1R2
A causa de esta resistencia, la tensión de salida del divisor de tensión no es la respuesta ideal. Un análisis más
exacto incluye la resistencia de Thevenin, como se muestra en la Figura 8.4b. La corriente que circula por esta re-
sistencia de Thevenin reduce la tensión de base del valor ideal de VBB.
Resistencia de carga
¿Cuánto más pequeña respecto de la ideal es la tensión de base? El divisor de tensión tiene que suministrar la co-
rriente de base en la Figura 8.4 b. Dicho de otra manera, el divisor de tensión ve una resistencia de car ga de RIN,
como se muestra en la Figura 8.4c. Para que el divisor de tensión se mantenga constante en la base, aplicamos la
regla 100⬊1:
RS 0,01RL
lo que se traduce en:
R1
R2
0,01RIN (8.7)
Un circuito con polarización mediante divisor de tensión bien diseñado satisfará esta condición.
Divisor de tensión constante
Si el transistor de la Figura 8.4c tienen una ganancia de corriente de 100, su corriente de colector será 100 veces
mayor que la corriente de base. Esto implica que la corriente de emisor también es 100 veces mayor que la co-
rriente de base. Si miramos desde el lado de la base del transistor, la resistencia de emisor RE parece ser 100 veces
mayor. Como derivación tenemos:
Figura 8.4 (a) Resistencia de Thevenin. (b) Circuito equivalente. (c) Resistencia de entrada de la base.
RE
RC
R1R2
(b)
VBB
–
+
VCC
–
+
R1
R2
+VCC
RTH
(a) (c)
RE
RC
RIN VCC
–
+

RIN ⴝ ␤dcRE (8.8)
Por tanto, la Ecuación (8.7) puede escribirse como:
Divisor de tensión constante: R1
R2 0,01␤dcRE (8.9)
Siempre que sea posible, un diseñador seleccionará los valores del circuito para satisfacer esta regla 100
⬊1, ya que
obtendrá un punto Q extremadamente estable.
Divisor de tensión casi constante
Algunas veces, el diseño para obtener una tensión constante da lugar a valores pequeños de R1 y R2 que provocan
otros problemas (que veremos más adelante). En este caso, muchos diseñadores utilizan la siguiente regla de com-
promiso:
Divisor de tensión casi constante: R1
R2
0,1␤dcRE (8.10)
Denominamos divisor de tensión casi constante a cualquier divisor de tensión que satisfaga la regla 10⬊1. En el
caso peor, utilizar un divisor de tensión casi constante significa que la corriente de colector será aproximadamente
un 10 por ciento menor que el valor obtenido con el divisor de tensión constante. Esto es aceptable en muchas apli-
caciones porque el circuito de polarización mediante divisor de tensión tiene un punto Q razonablemente estable.
Aproximación más cercana
si desea obtener un valor más preciso para la corriente de emisor, puede utilizar la siguiente derivación:
IE ⴝ
RE
V
ⴙ
BB
(R
ⴚ

1

R
V
2
B
)
E
/␤dc
(8.11)
Se diferencia del valor constante en el término del denominador (R1R2)/dc. Cuando este término tiende a cero, la
ecuación se simplifica a la del valor constante.
La Ecuación (8.11) mejorará los resultados del análisis, aunque implica una fórmula algo complicada. Si dis-
pone de una computadora y necesita un análisis más preciso, puede emplear cualquier programa de simulación de
circuitos.
Ejemplo 8.3
¿Es el divisor de tensión de la Figura 8.5 constante? Calcule el valor más preciso de la corriente de emisor utili-
zando la Ecuación 8.11.
SOLUCIÓN Comprobamos si se ha aplicado la regla 100:1:
Divisor de tensión constante: R1R2 0,01dcRE
La resistencia de Thevenin del divisor de tensión es:
R1R2 10 k 2,2 k
1
(1
0
0
k
k

)(2
2
,2
,2
k
k

)
1,8 k
La resistencia de entrada de la base es:
dcRE (200)(1 k) 200 k
y la centésima parte es:
0,01dcRE 2 k
Dado que 1,8 k es menor que 2 k , el divisor de tensión es constante.
Aplicando la Ecuación (8.11), la corriente de emisor es
IE
1 k
1

,1

V
9
1,09 mA
1,8 V 0,7 V

1 k (1,8 k)/200
+10 V
RC
3,6 k
R1
10 k
R2
2,2 k
RE
1 k
2N3904
ßdc = 200
Figura 8.5 Ejemplo.
246 Capítulo 8

8.3 Recta de carga y punto Q de la polarización
En las siguientes explicaciones vamos a considerar el divisor de tensión constante de la Figura 8.6, en el que la
tensión de emisor se mantiene constante en 1,1 V.
El punto Q
El punto Q se ha calculado en la Sección 8.1, y queda definido por una corriente de colector de 1,1 mAy una ten-
sión colector-emisor de 4,94 V. Estos valores se han dibujado para obtener el punto Q mostrado en la Figura 8.6.
Puesto que la polarización mediante divisor de tensión se deriva de la polarización de emisor, el punto Q es prác-
ticamente inmune a los cambios en la ganancia de corriente. Una forma de desplazar el puntoQ en la Figura 8.6 es
variando la resistencia de emisor.
Por ejemplo, si el valor de la resistencia de emisor se cambia a 2,2 k , la corriente de colector disminuye a:
IE
2
1
,2
,1
k
V

0,5 mA
Las variaciones en las tensiones serán las siguientes:
VC 10 V (0,5 mA)(3,6 k) 8,2 V
y
VCE 8,2 V 1,1 V 7,1 V
Por tanto, el nuevo punto Q será QL y tendrá las coordenadas 0,5 mA y 7,1 V.
Por otro lado, si disminuimos la resistencia de emisor a 510 , la corriente de emisor aumentará a:
IE
5
1
1
,1
0
V

2,15 mA
y las nuevas tensiones serán:
VC 10 V (2,15 mA)(3,6 k) 2,26 V
Figura 8.6 Cálculo del punto Q.
RC
QH
QL
Q
R1
10 k
R2
2,2 k
RE
+10 V
B
V
1,1 mA
4,94 V VCE(corte)
VCE
IC(sat)
IC
3,6 k
1 k
Este valor es muy próximo a 1,1 mA, el valor que hemos obtenido con el análisis simplificado.
Lo importante es: no hay que utilizar la Ecuación (8.11) para calcular la corriente de emisor cuando el divisor
de tensión es constante. Incluso cuando el divisor de tensión es casi constante, la Ecuación (8.1 1) no mejorará el
cálculo de la corriente de emisor más que en, a lo sumo, un 10 por ciento. A menos que se indique lo contrario, a
partir de ahora utilizaremos el método simplificado en todos los análisis de circuitos con polarización mediante di-
visor de tensión.

y
VCE 2,26 V 1,1 V 1,16 V
En este caso, el punto Q se desplaza a una nueva posición en QH de coordenadas 2,15 mA y 1,16 V.
Punto Q en el centro de la recta de carga
VCC, R1, R2 y RC controlan la corriente de saturación y la tensión de corte. Una variación en cualquiera de estas
magnitudes hará que varíen IC(sat) y/o VCE(corte). Una vez que el diseñador ha determinado los valores de las varia-
bles anteriores, se varía la resistencia de emisor para definir el punto Q en cualquier posición a lo largo de la recta
de carga. Si RE es demasiado grande, el punto Q de desplaza al punto de corte. Si RE es demasiado pequeña, el
punto Q se mueve hacia la región de saturación.Algunos diseñadores definen el puntoQ en el centro de la recta de
carga.
Directrices de diseño para la polarización
La Figura 8.7 muestra un circuito con polarización mediante divisor de ten-
sión. Vamos a utilizar este circuito para mostrar los pasos que hay que seguir
en un diseño para definir un punto Q estable. Esta técnica de diseño es ade-
cuada para la mayoría de los circuitos, pero sólo es una recomendación. Se
pueden emplear también otras técnicas de diseño.
Antes de comenzar con el diseño, es importante determinar los requisitos
o especificaciones del circuito. Normalmente, el circuito se polariza para obte-
ner una tensión VCE que se encuentre en el punto intermedio de la recta de
carga para una corriente de colector especificada. También se necesitan cono-
cer el valor de VCC y el rango de dc para el transistor que se va a usar. Asegú-
rese también de que el circuito no hará que el transistor exceda sus límites de
disipación de potencia.
Comenzamos estableciendo que la tensión de emisor sea aproximadamente igual a la décima parte de la ten-
sión de alimentación:
VE 0,1 VCC
A continuación, calculamos el valor de RE para establecer la corriente de colector especificada:
RE
Dado que el punto Q tiene que estar aproximadamente en el punto medio de la recta de carga de continua, una
tensión de unos 0,5 VCC aparece en los terminales de colector-emisor. Los restantes 0,4 VCC caen en la resistencia
de colector, por tanto:
RC 4 RE
A continuación, diseñamos un divisor de tensión fijo aplicando la regla 100:1:
RTH 0,01 dc RE
Normalmente, R2 es más pequeña que R1. Por tanto, la ecuación del divisor de tensión constante se puede sim-
plificar como sigue:
R2 0,01 dc RE
También se puede decidir diseñar un divisor de tensión casi constante utilizando la regla 10:1:
R2 0,1 dc RE
En cualquier caso, se aplica el valor mínimo de dc para la corriente de colector especificada:
Por último, calculamos R1 aplicando la relación proporcional:
R1 R2
V1

V2
VE

IE
248 Capítulo 8
INFORMACIÓN ÚTIL
Centrar el punto Q en la recta de
carga de un transistor es importante
porque permite obtener la máxima
tensión alterna de salida del ampli-
ficador. El punto Q centrado en la
recta de carga en ocasiones se
denomina polarización en el punto
medio.

Figura 8.7 Diseño con polarización mediante divisor de tensión.
+10 V
+
–
+
–
RC
R1 V1
R2 V2
RE
Ejemplo 8.4
En el circuito de la Figura 8.7, calcule los valores de las resistencias para cumplir las siguientes especificaciones:
VCC 10 V VCE en el punto medio
IC 10 mA dc del 2N3904 100–300
SOLUCIÓN Primero, establecemos la tensión de emisor como sigue:
VE 0,1 VCC
VE (0,1) (10 V) = 1 V
La resistencia de emisor se calcula como:
RE
RE 100
La resistencia de colector es:
RC 4 RE
RC (4) (100 ) 400 (utilice 390 )
A continuación, elegimos un divisor de tensión constante o casi constante. Para el caso constante, el valor de R2
será:
R2 0,01 dc RE
R2 (0,01) (100) (100 ) 100
Y el valor de R1 será:
R1 R2
V2 VE 0,7 V 1 V 0,7 V 1,7 V
V1 VCC V2 10 V 1,7 V 8,3 V
R1
8 3
1 7
100 488
=









 =
,
,
( )
V
V
(utilice 490 )

V1

V2
1 V

10 mA
VE

IE

8.4 Polarización de emisor con dos alimentaciones
Algunos equipos electrónicos tienen una fuente de alimentación que produce tensiones de alimentación positiva y
negativa. Por ejemplo, la Figura 8.8 muestra un circuito de transistor con dos fuentes de de alimentación: 10 y
2 V. La alimentación negativa polariza en directa el diodo de emisor. La alimentación positiva polariza en inversa
el diodo de colector. Este circuito se deriva del circuito de polarización de emisor , por lo que nos referiremos a él
como circuito de polarización de emisor con dos alimentaciones.
Análisis
Lo primero que hacemos es volver a dibujar el circuito como habitualmente aparece en los esquemáticos. Esto sig-
nifica que borramos los símbolos de la batería, como se muestra con la Figura 8.9. Esto es necesario en los esque-
máticos porque normalmente no hay espacio para los símbolos de la baterías en los esquemas complicados. Pero
toda la información continúa estando en el esquema, aunque de forma más con-
densada. Es decir, se aplica una tensión de alimentación negativa de 2 V al
terminal inferior de la resistencia de 1 k y una tensión de alimentación posi-
tiva de 10 V al terminal superior de la resistencia de 3,6 k.
Cuando este tipo de circuito está bien diseñado, la corriente de base es lo
suficientemente pequeña como para poder ignorarla. Esto es equivalente a
decir que la tensión de base es aproximadamente 0 V, como se muestra en la
Figura 8.10.
La tensión que cae en el diodo de emisor es de 0,7 V, por lo que se indican
0,7 V en el nodo de emisor. Si no ve esto claro, pare un momento y piénselo.
Es una caída de tensión de 0,7 entre la base y el emisor . Si la tensión de base
es 0 V, la tensión de emisor tiene que ser 0,7 V.
En la Figura 8.10, la resistencia de emisor juega de nuevo un papel clave
en la configuración de la corriente de emisor
. Para hallar esta corriente, aplica-
mos la ley de Ohm a la resistencia de emisor como sigue: el terminal superior
de la resistencia de emisor está a una tensión de 0,7 V y el terminal inferior
está a una tensión de 2 V. Por tanto, la tensión que cae en la resistencia de emisor es igual a la diferencia de estas
dos tensiones. Para obtener la respuesta correcta, reste el valor más negativo del valor más positivo. En este caso,
el valor más negativo es 2 V, por lo que:
VRE 0,7 V (2 V) 1,3 V
Una vez que se ha calculado la tensión que cae en la resistencia de emisor , se calcula la corriente de emisor
aplicando la ley de Ohm:
Esta corriente fluye a través de la resistencia de 3,6 k y produce una caída de tensión que restamos de los10 V
como sigue:
VC 10 V (1,3 mA)(3,6 k) 5,32 V
La tensión colector-emisor es la diferencia entre la tensión de colector y la tensión de emisor:
VCE 5,32 V (0,7 V) 6,02 V
Cuando un circuito con polarización de emisor con dos alimentaciones está bien diseñado, es similar a la pola-
rización mediante divisor de tensión y satisface la regla de 100⬊1:
IE = =
1 3
1 3
,
,
V
1k
mA

250 Capítulo 8
INFORMACIÓN ÚTIL
Cuando los transistores se polarizan
empleando configuraciones de
polarización de emisor o mediante
divisor de tensión bien diseñadas, se
clasifican como circuitos de beta
independiente porque los valores de
IC y VCE no se ven afectados por las
variaciones de la beta del transistor.
PROBLEMA PRÁCTICO 8.4 Utilizando las directrices dadas para el diseño con polarización mediante
divisor de tensión, diseñe el circuito de la Figura 8.7 para cumplir las siguientes especificaciones:
VCC 10 V VCE en el punto medio divisor de tensión constante
IC 1 mA dc 70-200

RB
0,01
dcRE (8.12)
En este caso, las ecuaciones simplificadas para el análisis son:
VB 0 (8.13)
IE ⴝ
VEE ⴚ
RE
0,7 V
(8.14)
VCE ⴝ VC ⴙ 0,7 V (8.16)
Tensión de base
Una fuente de error en el método simplificado es la pequeña tensión que cae en la resistencia de base de la Figura
8.10. Dado que por esta resistencia circula una pequeña corriente de base, aparece una tensión negativa entre la
base y tierra. En un circuito bien diseñado, esta tensión de base es menor que 0,1 V. Si un diseñador tiene que
emplear una resistencia de base grande, la tensión será más negativa que0,1 V. Si está detectando posibles fallos
en un circuito como éste, la tensión entre la base y tierra tiene que ser muy pequeña, si no es así, quiere decir que
algo no funciona en el circuito.
+10 V
–2 V
3,6 k
2,7 k
1 k
Figura 8.9 Nuevo dibujo del circuito de
polarización de emisor con dos alimentaciones.
+10 V
–2 V
–0,7 V
RC
3,6 k
RB
2,7 k
RE
1 k
0 V
Figura 8.10 Idealmente, la tensión de
base es cero.
3,6 k
1 k
+
–
–
–
+
2,7 k
+
–
–
+
+
2 V
10 V
Figura 8.8 Polarización de emisor
con dos alimentaciones.
Ejemplo 8.5
¿Cuál es la tensión de colector en el circuito de la Figura 8.10 si la resistencia de emisor se aumenta a 1,8 k?
SOLUCIÓN La tensión en la resistencia de emisor sigue siendo igual a 1,3 V. La corriente de emisor es por
tanto:
La tensión de colector es:
VC 10 V (0,722 mA)(3,6 k) 7,4 V
PROBLEMA PRÁCTICO 8.5 Cambie la resistencia de emisor del circuito de la Figura 8.10 a 2 k y calcule
la tensión VCE.
IE = =
1 3
0 722
,
,
V
1,8k
mA
Ω

Ejemplo 8.6
Una etapa está formada por un transistor y los componentes pasivos conectados a él. La Figura 8.1 1 muestra un
circuito de tres etapas que utiliza polarización de emisor con dos alimentaciones. ¿Cuál es la tensión de colector a
tierra en cada una de las etapas del circuito de la Figura 8.11?
SOLUCIÓN Para empezar, vamos a ignorar los condensadores, ya que se comportan como circuitos abiertos
para la corrientes y tensiones de continua. Por tanto, tenemos tres transistores aislados, cada uno de ellos con una
polarización de emisor con dos alimentaciones.
La primera etapa tiene una corriente de emisor de:
IE
15 V
20

k
0

,7 V

1
2
4
0
,3
k
V
0,715 mA
y una tensión de colector de:
VC 15 V (0,715 mA)(10 k) 7,85 V
Puesto que las otras dos etapas utilizan los mismos valores de circuito, tendrán una tensión de colector respecto
a tierra de aproximadamente 7,85 V.
La Tabla-resumen 8.1 ilustra los cuatro tipos principales de circuitos de polarización.
PROBLEMA PRÁCTICO 8.6 Cambie las tensiones de alimentación de la Figura 8.1 1 a 12 V y 12 V. A
continuación, calcule VCE para cada transistor.
Figura 8.11 Circuito de tres etapas.
+15 V
–15 V
20 k
10 k
33 k
33 k
vin
vout
10 k 10 k
20 k 20 k
33 k
Tabla-resumen 8.1 Principales circuitos de polarización
Tipo Circuito Cálculos Características Se utiliza en
Polarización
de base
+VCC
+VBB
RB
RC
IB
IC IB
VCE VCC ICRC
VBB 0,7 V

RB
Pocos
componentes;
dependiente de
; corriente de
base fija
Circuitos de
conmutación;
circuitos
digitales
Polarización
de emisor
+VBB
RE
RC
+VCC VE VBB 0,7 V
IE
VC VC ICRC
VCE VC VE
VE

RE
Corriente de
emisor fija;
independiente
de
Excitador IC
amplificación
252 Capítulo 8

En esta sección vamos a estudiar otros tipos de polarización. No es necesario un análisis detallado de estos tipos
de polarización porque rara vez se emplean en diseños nuevos; sin embar go, es necesario que los conozca por si
acaso se los encuentra en algún esquemático.
Polarización con realimentación de emisor
Recuerde las explicaciones sobre la polarización de base (Figura 8.12 a). Este circuito es el menos adecuado
cuando se trata de fijar un punto Q. ¿Por qué? Dado que la corriente de base se fija, la corriente de colector varía
cuando varía la ganancia de corriente. En un circuito como éste, el puntoQ se mueve a lo largo de la recta de carga
si se reemplaza el transistor o varía la temperatura.
Históricamente, el primer intento para estabilizar el punto Q fue la polarización con realimentación de emi-
sor, que se muestra en la Figura 8.12
b. Observe que se ha añadido al circuito una resistencia de emisor
. La idea fun-
damental es la siguiente: si IC aumenta, VE aumenta, lo que hace que VB también aumente. Cuanto mayor sea VB
menos tensión caerá enRB, lo que da lugar a una menorIB, en oposición al incremento original deIC. Esto es lo que
se denomina realimentación, porque la variación en la tensión de emisor se alimenta de nuevo al circuito de base.
Se dice que esta realimentación es negativa porque se opone a la variación original de la corriente de colector.
La polarización con realimentación de emisor nunca ha llegado a ser popular
. El movimiento del puntoQ es to-
davía demasiado grande para la mayoría de las aplicaciones que se tienen que fabricar en serie. Las ecuaciones
para analizar la polarización con realimentación de emisor son las siguientes:
Tabla-resumen 8.1 Principales circuitos de polarización
Tipo Circuito Cálculos Características Se utiliza en
Polarización
mediante divisor
de tensión
RC
R1
R2 RE
+VCC
VB VCC
VE VB 0,7 V
IE
VC VCC ICRC
VCE VC VE
VE

RE
R2

R1 R2
Necesita más
resistencias;
independiente
de ; sólo
necesita una
fuente de
alimentación
Amplificadores
Polarización
de emisor
con dos
alimentaciones
+VCC
–VEE
RC
RE
RB
VB 0 V
VE VB 0,7 V
VRE VEE 0,7 V
IE
VC VCC ICRC
VCE VC VE
VRE

RE
Necesita
tensiones de
alimentación
positiva y
negativa;
independiente
de
Amplificadores

Figura 8.12 (a) Polarización de base. (b) Polarización con realimentación de emisor.
IE ⴝ
R
V
E
C
ⴙ
C ⴚ

RB
V
/␤
BE
dc
(8.17)
VE ⴝ IERE (8.18)
VB ⴝ VE ⴙ 0,7 V (8.19)
La finalidad de la polarización con realimentación de emisor esanular la variaciones de dc; es decir, RE tiene
que ser mucho mayor que RB/dc. Si esta condición se satisface, la Ecuación (8.17) será insensible a los cambios
de dc. Sin embargo, en los circuitos prácticos, un diseñador no puede seleccionarRE tan grande como para anular
los efectos de dc sin que el transistor se corte.
La Figura 8.13a muestra un ejemplo de un circuito de polarización con realimentación de emisor . La Figura
8.13b muestra la recta de carga y los puntos Q para dos ganancias de corriente distintas. Como puede ver, una va-
riación de 3⬊1 en la ganancia de corriente da como resultado una variación grande de la corriente de colector . El
circuito no es mucho mejor que el de polarización de base.
Polarización con realimentación de colector
La Figura 8.14a muestra un circuito de polarización con realimentación de colector (también denominado de
autopolarización). Históricamente, fue otro intento de estabilizar el puntoQ. De nuevo, la idea fundamental con-
siste en realimentar una tensión a la base con el fin de neutralizar cualquier variación de la corriente de colector .
Por ejemplo, supongamos que la corriente de colector aumenta, por lo que la tensión de colector disminuye y , en
consecuencia, también disminuye la tensión en la resistencia de base. A su vez, esto hace que disminuya la
corriente de base, lo que se opone al incremento original en la corriente de colector.
Figura 8.13 (a) Ejemplo de polarización con realimentación de emisor. (b) El punto Q es sensible a las variaciones de la ganancia de
corriente.
430 k
+15 V
910
100
ßdc = 300
ßdc = 100
IC
VCE
15 V
9,33 mA
3,25 mA
14,9 mA
(a) (b)
+VCC
RC
RB
(a)
+VCC
RC
RE
RB
(b)
254 Capítulo 8

Figura 8.14 (a) Polarización con realimentación de colector. (b) Ejemplo. (c) El punto Q es menos sensible a las variaciones de la ganancia
de corriente.
Al igual que la polarización con realimentación de emisor, la polarización con realimentación de colector uti-
liza realimentación negativa para intentar reducir la variación original en la corriente de colector . Las ecuaciones
para analizar la polarización con realimentación de colector son las siguientes:
IE ⴝ
R
V
C
C
ⴙ
C ⴚ

R

B
V
/␤
BE
dc
(8.21)
VB ⴝ 0,7 V (8.22)
Normalmente, el punto Q se establece cerca del punto medio de la recta de car
ga utilizando una resistencia de base
de:
RB ⴝ ␤dcRC (8.24)
La Figura 8.14b muestra un ejemplo de un circuito de polarización con realimentación de colector . La Figura
8.14c muestra la recta de carga y el punto Q para dos ganancias de corriente diferentes. Como puede ver, una va-
riación de 3⬊1 en la ganancia de corriente produce una variación menor en la corriente de colector que la polari-
zación con realimentación de emisor (véase la Figura 8.13b).
La polarización con realimentación de colector es más efectiva que la polarización con realimentación de emi-
sor en lo que se refiere a la estabilidad del punto Q. Aunque el circuito continúa siendo sensible a las variaciones
de la ganancia de corriente, en la práctica se utiliza por su simplicidad.
Polarización con realimentaciones de emisor y de colector
Las polarizaciones con realimentación de emisor y con realimentación de colector fueron los primeros pasos para
conseguir una polarización más estable en los circuitos de transistores. Aunque la idea de la realimentación nega-
tiva es buena, estos circuitos se quedan cortos porque no generan la suficiente realimentación negativa como para
lograr su objetivo. Por ello, el siguiente paso en la polarización fue el circuito mostrado en la Figura 8.15. La idea
básica es utilizar realimentación de emisor y de colector para intentar mejorar el funcionamiento.
+15 V
(b)
1 k
200 k
VCE
15 V
8,58 mA
4,77 mA
15 mA
(c)
IC
(a)
RC
RB
+VCC
ßdc = 100
ßdc = 300

Figura 8.15 Polarización con realimentación de emisor y de colector.
Sin embargo, más no siempre es lo mejor . Combinar ambos de tipos de realimentación en un circuito ayuda
pero continúa no siendo suficiente para el rendimiento que se necesita para fabricaciones en serie. Las ecuaciones
para analizar este circuito son las siguientes:
IE ⴝ
RC ⴙ
VC
R
C
E
ⴚ
ⴙ

V
R
B
B
E
/␤dc
(8.25)
VE ⴝ IERE (8.26)
VB ⴝ VE ⴙ 0,7 V (8.27)
Vamos a tratar la detección de fallos en la polarización mediante divisor de tensión porque es el método de polari-
zación más extendido. La Figura 8.16 muestra el circuito de polarización mediante divisor de tensión analizado
anteriormente. La Tabla 8.1 enumera las tensiones del circuito al simularlo con un programa de simulación de cir-
cuitos. El voltímetro empleado para realizar las medidas presenta una impedancia de entrada de 10 M.
Averías inequívocas
A menudo, un circuito abierto o un cortocircuito producen tensiones características. Por ejemplo, la única forma
de obtener 10 V en la base del transistor de la Figura 8.16 es si R1 está cortocircuitada. Ningún otro componente
cortocircuitado o en abierto puede producir el mismo resultado. La mayor parte de las entradas de la
Tabla 8.1 pro-
ducen un conjunto inequívoco de tensiones, por lo que es posible identificar los componentes defectuosos sin tener
que desmontarlos del circuito para realizar más pruebas.
Averías ambigüas
Dos de las averías enumeradas en la Tabla 8.1 no producen tensiones únicas: R1O y R2S. Ambas proporcionan me-
didas de tensiones de 0, 0 y 10 V. En el caso de averías ambigüas como éstas, el técnico de reparaciones debe des-
conectar los componentes sospechosos y utilizar un óhmetro u otro instrumento para comprobarlos. Por ejemplo,
podríamos desconectar R1 y medir su resistencia con un óhmetro. Si es un abierto, quiere decir que hemos encon-
trado la avería. Si está bien, entonces será R2 la que está cortocircuitada.
Carga del voltímetro
Cuando se utiliza un voltímetro, se conecta una resistencia nueva al circuito. Esta resistencia absorberá corriente
del circuito. Si el circuito tiene una resistencia grande, la tensión que se mida será menor que la normal.
Por ejemplo, suponga que la resistencia de emisor en la Figura 8.16 está en abierto. La tensión de base es 1,8
V. Dado que puede no haber corriente de emisor con una resistencia de emisor en circuito abierto, la tensión me-
+VCC
RC
RE
RB
256 Capítulo 8

dida entre el emisor y tierra tiene que ser también 1,8V. Cuando se mide VE con un voltímetro de 10-M, se están
conectando 10 M entre el emisor y tierra. Esto permite que circule una pequeña corriente de emisor, que produ-
cirá una caída de tensión en el diodo de emisor
. Por esta razónVE 1,37 V en lugar de ser 1,8V para la avería REO
indicada en la Tabla 8.1.
Hasta este momento nos hemos concentrado en los circuitos de polarización utilizando transistores npn. Muchos
circuitos también utilizan transistores pnp. Este tipo de transistor a menudo se emplea cuando el equipo electró-
nico dispone de una fuente de alimentación negativa. Los transistores pnp también se utilizan como complemen-
tarios de los transistores npn cuando hay disponibles fuentes de alimentación dobles (positiva y negativa).
Avería VB VE VC Comentario
Ninguna 1,79 1,12 6 No hay avería
R1S 10 9,17 9,.2 Transistor saturado
R1O 0 0 10 Transistor cortado
R2S 0 0 10 Transistor cortado
R2O 3,38 2,68 2,73
Reduce la polarización con
realimentación de emisor
RES 0,71 0 0,06 Transistor saturado
REO 1,8 1,37 10
La carga de 10-M del
voltímetro reduce VE
RCS 1,79 1,12 10
Resistencia de colector
cortocircuitada
RCO 1,07 0,4 0,43 Corriente de base grande
CES 2,06 2,06 2,06
Todos los terminales del
transistor cortocircuitados
CEO 1,8 0 10
Todos los terminales del
transistor en abierto
No VCC 0 0 0
Comprobar la fuente de
alimentación y las conexiones
p
n
p
ⴝ
B
C
E
Figura 8.17 Transistor PNP.
IC
IE
IB
Figura 8.18 Corrientes PNP.
+10 V
RC
3,6 k
RE
1 k
R1
10 k
R2
2,2 k
2N3904

La Figura 8.17 muestra la estructura de un transistor pnp junto con su símbolo esquemático. Puesto que las re-
giones dopadas son del tipo opuesto, ahora tenemos que tener en cuenta que los huecos son los portadores mayo-
ritarios en el emisor en lugar de serlo los electrones libres.
Ideas básicas
Veamos de forma breve qué ocurre a nivel atómico: el emisor inyecta huecos en la base. La mayor parte de estos
huecos fluyen al colector, por ello, la corriente de colector es casi igual que la corriente de emisor.
La Figura 8.18 muestra las tres corrientes del transistor. Las flechas continuas representan la corriente conven-
cional y las flechas discontinuas representan el flujo de electrones.
Alimentación negativa
La Figura 8.19a muestra la polarización mediante divisor de tensión con un transistor pnp y una tensión de ali-
mentación negativa de 10 V. El 2N3906 es el complementario del 2N3904;es decir, sus características tienen los
mismos valores absolutos que los del 2N3904, pero todas las polaridades de corrientes y tensiones están inverti-
das. Compare este circuito pnp con el circuito npn de la Figura 8.16. Las únicas diferencias son las tensiones de ali-
mentación y los transistores.
Lo importante es: cuando se tiene un circuito con transistoresnpn, a menudo se puede utilizar el mismo circuito
con una tensión de alimentación negativa y transistores pnp.
Puesto que se emplea una tensión de alimentación negativa, que genera valores de circuito negativos, hay que
ser cuidadoso a la hora de realizar los cálculos. Los pasos para determinar el puntoQ en la Figura 8.19a son los si-
guientes:
VB VCC (10 V) 1,8 V
Con un transistor pnp, la unión base-emisor se polarizará en directa cuandoVE esté 0,7 V por encima de VB. Por
tanto,
VE VB 0,7 V
VE 1,8 V 0,7 V
VE 1,1 V
A continuación, determinamos las corrientes de emisor y de colector:
IE 1,1 mA
IC IE 1,1 mA
Ahora obtenemos los valores de las tensiones de colector y colector-emisor:
Figura 8.19 Circuito PNP. (a) Alimentación negativa. (b) Alimentación positiva.
–10 V
RC
3,6 k
R1
10 k
R2
2,2 k
RE
1 k
2N3906
(a)
+10 V
RE
1 k
R2
2,2 k
R1
10 k
RC
3,6 k
2N3906
(b)
1,1 V

1 k
VE

RE
2,2 k

10 k 2,2 k
R2

R1 R2
258 Capítulo 8

Ejemplo 8.7
Calcule las tres tensiones del transistor para el circuito pnp de la Figura 8.19b.
SOLUCIÓN Calculamos la tensión en R2. Podemos obtener esta tensión utilizando la ecuación del divisor de
tensión:
V2
R1
R

2
R2
VEE
Alternativamente, podemos hallar esta tensión de otra manera. Calculamos la corriente que circula por el divisor de
tensión y luego la multiplicamos por R2, del siguiente modo:
I
12
1
.
0
2
V
k
0,82 mA
y
V2 (0,82 mA)(2,2 k) 1,8 V
A continuación, restamos 0,7 V de la tensión anterior para obtener la tensión en la resistencia de emisor:
1,8 V 0,7 V 1,1 V
Ahora hallamos la corriente de emisor:
Cuando la corriente de colector circula a través de la resistencia de colector
, produce una tensión de colector res-
pecto a tierra de:
VC (1,1 mA)(3,6 k) 3,96 V
La tensión entre la base y tierra es:
VB 10 V 1,8 V 8,2 V
La tensión entre el emisor y tierra es:
IE = =
1 1
1 1
,
,
V
1k
mA
Ω
VC VCC ICRC
VC 10 V (1,1 mA)(3,6 k)
VC 6.04 V
VCE VC VE
VCE 6,04 V (1,1 V) 4,94 V
Tensión de alimentación positiva
Las fuentes de alimentación positivas se utilizan más a menudo en los circuitos de transistor que las fuentes de ali-
mentación negativas. Por ello, verá con frecuencia transistorespnp dibujados como se muestra en la Figura 8.19b.
Veamos cómo funciona el circuito: la tensión en R2 se aplica al diodo de emisor en serie con la resistencia de emi-
sor, lo que establece la corriente de emisor. La corriente de colector fluye a través de RC, produciendo una tensión
entre colector y tierra. En el proceso de detección de averías podemos calcular VC VB, y VE como sigue:
1. Calcular la tensión en R2.
2. Restar 0,7 V para obtener la tensión que cae en la resistencia de emisor.
3. Obtener la corriente de emisor.
4. Calcular la tensión de colector respecto a tierra.
5. Calcular la tensión de base respecto a tierra.
6. Calcular la tensión de emisor respecto a tierra.

260 Capítulo 8
(8.2) Tensión de emisor:
VE VBB VBE
+VCC
+VBB
–
+
VE
de salida produce un decremento en una
magnitud de entrada. Es una excelente
idea que ha llevado a la polarización
mediante divisor de tensión. Los restan-
tes tipos de polarización no pueden
producir la suficiente realimentación
negativa, por lo que fallan en su intento
de alcanzar el nivel de rendimiento de la
polarización mediante divisor de tensión.
SEC. 8.6 DETECCIÓN
DE AVERÍAS
La detección de averías es un arte. Por
ello, no es posible reducir el proceso a un
conjunto de reglas. Aprenderá a localizar
los fallos principalmente gracias a la
experiencia.
SEC. 8.7 TRANSISTORES
PNP
Estos dispositivos pnp tienen todas sus
corrientes y tensiones invertidas respec-
to de sus contrapartidas npn. Pueden
emplearse con tensiones de alimentación
negativas; aunque es más frecuente
utilizarlos con tensiones de alimentación
positivas en una configuración invertida.
VE 10 V 1,1 V 8,9 V
PROBLEMA PRÁCTICO 8.7 En ambos circuitos, Figuras 8.19a y 8.19b, cambie la tensión de alimentación de
10 V a 12 V y calcule VB, VE, VC y VCE.
Resumen
MEDIANTE DIVISOR
DE TENSIÓN
El circuito más famoso basado en el
prototipo de polarización de emisor se
denomina circuito de polarización
mediante divisor de tensión. Podrá reco-
nocerlo por el divisor de tensión del
circuito base.
SEC. 8.2 ANÁLISIS PRECISO
DE LA POLARIZACIÓN
MEDIANTE DIVISOR
DE TENSIÓN
La idea fundamental es que la corriente
de base tiene que ser mucho más
pequeña que la corriente que circula a
través del divisor de tensión. Cuando se
satisface esta condición, el divisor de
tensión mantiene la tensión de base
prácticamente constante e igual a la
tensión de salida del divisor de tensión.
Esto da lugar a un punto Q muy estable
para todas las condiciones de operación.
SEC. 8.3 RECTA DE CARGA Y
PUNTO Q DE LA
POLARIZACIÓN
MEDIANTE DIVISOR
DE TENSIÓN
La recta de carga se dibuja entre los
puntos de saturación y de corte. El
punto Q se localiza sobre la recta de
carga y su posición exacta la determina
la polarización. Grandes variaciones en
la ganancia de corriente apenas tienen
efecto sobre el punto Q, porque este tipo
de polarización establece un valor
constante de la corriente de emisor.
SEC. 8.4 POLARIZACIÓN DE
EMISOR CON DOS
ALIMENTACIONES
Este diseño utiliza dos fuentes de ali-
mentación: una positiva y otra negativa.
La idea es establecer un valor constante
de la corriente de emisor. El circuito es
una variante del prototipo del circuito de
polarización de emisor estudiado ante-
riormente.
SEC. 8.5 OTROS TIPOS
DE POLARIZACIÓN
Esta sección presenta la realimentación
negativa, un fenómeno que se produce
cuando un incremento en una magnitud
Derivaciones de la polarización mediante divisor de tensión
(8.1) Tensión de base:
R2
R1
+VCC
+VBB
VBB VCC
R2

R1 R2

(8.4) Corriente de colector:
IC IE
B
I
E
I
C
I
+VCC
+VBB
–
+
RE VE
(8.5) Tensión de colector:
VC VCC ICRC
VCE VC VE
+VC
+VE
+
+VCC
+VC
+VBB
RC
IC
(8.13) Tensión de base:
IE
VEE
RE
0,7 V

+VCC
–VEE
RE
VB 0
+VCC
–VEE
0 V
RB
(8.15) Tensión de colector (polarización de emisor con dos
alimentaciones)
(8.16) Tensión colector-emisor (polarización de emisor con dos
alimentaciones)
VCE VC 0,7 V
+VCC
+VC
– 0,7 V
–VEE
VC VCC ICRC
+VCC
–VEE
RC
IC
IE
VE

RE
Derivaciones de la polarización de emisor con dos alimentaciones
Cuestiones
1. En la polarización de emisor, la
tensión en la resistencia de emisor
es igual que la tensión entre el
emisor y
a. la base
b. el colector
c. el emisor
d. tierra
2. En la polarización de emisor, la ten-
sión en el emisor es 0,7 V menor
que la
a. tensión de base
b. tensión de emisor
c. tensión de colector
d. tensión de tierra
3. En la polarización mediante divisor
de tensión, la tensión de base es:
tación de la base
ción de la base
c. mayor que la tensión de alimen-
tación de la base

262 Capítulo 8
d. mayor que la tensión de alimen-
4. La polarización mediante divisor de
tensión destaca por su
a. tensión de colector inestable
b. corriente de emisor variable
c. corriente de base grande
d. punto Q estable
5. En la polarización mediante divisor
de tensión, un incremento de la
resistencia de colector hace que
a. disminuya la tensión de emisor
b. disminuya la tensión de colector
c. aumente la tensión de emisor
d. disminuya la corriente de emisor
tensión tiene un punto Q estable
como la polarización
a. de base
b. de emisor
c. con realimentación de colector
d. con realimentación de emisor
tensión necesita
a. sólo tres resistencias
b. sólo una alimentación
c. resistencias de precisión
d. más resistencias para funcionar
mejor
8. Normalmente, la polarización me-
diante divisor de tensión trabaja en
la región
a. activa
b. de corte
c. de saturación
d. de disrupción
9. La tensión de colector de un cir-
cuito de polarización mediante
divisor de tensión no es sensible a
las variaciones de la
a. tensión de alimentación
b. resistencia de emisor
c. ganancia de corriente
d. resistencia de colector
10. Si en un circuito de polarización
mediante divisor de tensión la re-
sistencia de emisor disminuye, la
tensión de colector
a. disminuye
b. no varía
c. aumenta
d. se duplica
11. La polarización de base se asocia
con
a. amplificadores
b. circuitos de conmutación
c. punto Q estable
d. corriente de emisor fija
mediante divisor de tensión la
resistencia de emisor se reduce a la
mitad, la corriente de colector
a. se duplica
b. se reduce a la mitad
c. no varía
d. aumenta
mediante divisor de tensión la
resistencia de colector disminuye,
la tensión de colector
a. disminuye
b. no varía
c. aumenta
d. se duplica
14. El punto Q de un circuito de pola-
rización mediante divisor de ten-
sión
a. es muy sensible a las variaciones
de la ganancia de corriente
b. es algo sensible a las variaciones
de la ganancia de corriente
c. es prácticamente insensible a las
variaciones de la ganancia de
corriente
d. se ve afectada enormemente por
las variaciones de temperatura
15. La tensión de base en la polari-
zación de emisor con dos alimen-
taciones es
a. 0,7 V
b. muy grande
c. próxima a 0 V
d. 1,3 V
16. Si en un circuito de polarización de
emisor con dos alimentaciones, la
resistencia de emisor se duplica, la
corriente de colector
a. se reduce a la mitad
b. no varía
c. se duplica
d. aumenta
17. Si una salpicadura de soldadura
cortocircuita la resistencia de co-
lector en un circuito de polari-
zación de emisor con dos alimen-
taciones, la tensión de colector
a. cae a cero
b. es igual a la tensión de alimenta-
ción del colector
c. no varía
d. se duplica
emisor con dos alimentaciones la
resistencia de emisor disminuye, la
tensión de colector
a. disminuye
b. no varía
c. aumenta
d. es igual a la tensión de alimenta-
ción del colector
emisor con dos alimentaciones la
resistencia de base está en circuito
abierto, la tensión de colector
a. disminuye
b. no varía
c. aumenta ligeramente
d. es igual a la tensión de alimenta-
ción del colector
20. En un circuito de polarización de
corriente de base tiene que ser muy
a. pequeña
b. grande
c. inestable
d. estable
21. El punto Q en un circuito de pola-
rización de emisor con dos alimen-
taciones no depende de
a. la resistencia de emisor
b. la resistencia de colector
c. la ganancia de corriente
d. la tensión de emisor
22. Los portadores mayoritarios en el
emisor de un transistor pnp son los
a. huecos
b. electrones libres
c. átomos trivalentes
d. átomos pentavalentes
23. La ganancia de corriente de un
transistor pnp es
a. negativa respecto de la ganancia
de corriente npn
b. la corriente de colector dividida
entre la corriente de emisor
c. próxima a cero
d. la relación de la corriente de co-
lector respecto de la corriente de
base

d. igual que la corriente de colector
29. En un circuito de polarización
mediante divisor de tensión, la
resistencia de entrada de base RIN
a. es igual a dc RE
b. normalmente es menor que RTH
c. es igual a dc RC
d. es independiente de dc
30. En un circuito de polarización de
tensión de base es aproximada-
mente cero cuando
a. la resistencia de base es muy
grande
b. el transistor se satura
c. dc es muy pequeña
d. RB 0,01 dc RE
c. resistencias
d. tierras
27. En un cicuito pnp de polarización
de emisor con dos alimentaciones
que usa una alimentación VCC
negativa, la tensión de emisor es
a. igual a la tensión de base
b. 0,7 V mayor que la tensión de base
c. 0,7 V menor que la tensión de base
d. igual que la tensión de colector
28. En un circuito de polarización
mediante divisor de tensión bien
diseñado, la corriente de base es
a. mucho mayor que la corriente del
divisor de tensión
b. igual que la corriente de emisor
c. mucho menor que la corriente
del divisor de tensión
24. ¿Cuál es la corriente más grande
en un transistor pnp?
a. La corriente de base
b. La corriente de emisor
c. La corriente de colector
25. Las corrientes de un transistor pnp
a. normalmente son más pequeñas
que las corrientes del npn
b. son opuestas a las corrientes npn
c. normalmente son más grandes
que las corrientes npn
d. son negativas
26. En un circuito de polarización me-
diante divisor de tensión pnp de-
ben utilizarse
a. fuentes de alimentación negativas
b. fuentes de alimentación positivas
Problemas
SEC. 8.1 POLARIZACIÓN MEDIANTE
DIVISOR DE TENSIÓN
8.1 ¿Cuál es la tensión de emisor en el circuito de la Figura 8.20?
¿Y la tensión de colector?
8.5 Todas las resistencias de la Figura 8.22 tienen una tolerancia
del 5 por ciento. ¿Cuál es el mínimo valor posible de la
tensión de colector? ¿Y la máxima?
8.6 La fuente de alimentación de la Figura 8.23 tiene una
tolerancia del 10 por ciento. ¿Cuál es el mínimo valor
posible de la tensión de colector? ¿Y la máxima?
SEC. 8.3 RECTA DE CARGA Y PUNTO Q DE LA
POLARIZACIÓN CON DIVISOR DE TENSIÓN
8.7 ¿Cuál es el punto Q en la Figura 8.20?
8.11 Todas las resistencias de la Figura 8.22 tienen una
8.12 La fuente de alimentación de la Figura 8.23 tiene una
+25 V
RC
3,6 k
R1
10 k
R2
2,2 k
RE
1 k
+15 V
RC
2,7 k
R1
10 k
R2
2,2 k RE
1 k
+10 V
RC
150 k
R1
330 k
R2
100 k
RE
51 k
Figura 8.20 Figura 8.21 Figura 8.22

264 Capítulo 8
SEC. 8.4 POLARIZACIÓN DE EMISOR CON DOS
ALIMENTACIONES
8.13 ¿Cuál es la corriente de emisor en la Figura 8.24? ¿Y la
tensión de colector?
8.14 Si todas las resistencias se duplican en la Figura 8.24, ¿cuál
es la corriente de emisor? ¿Y la tensión de colector?
8.15 Todas las resistencias de la Figura 8.24 tienen una tolerancia
del 5 por ciento. ¿Cuál es el mínimo valor posible de la
tensión de colector? ¿Y la máxima?
SEC. 8.5 OTROS TIPOS DE POLARIZACIÓN
8.16 En la Figura 8.23, para variaciones pequeñas de cada uno
de los siguientes componentes ¿la tensión de colector
aumenta, disminuye o se mantiene constante?
a. R1 aumenta d. RC disminuye
b. R2 disminuye e. VCC aumenta
c. RE aumenta f. dc disminuye
8.17 En la Figura 8.25, para pequeños incrementos de los valores
siguientes del circuito, ¿la tensión de colector aumenta,
disminuye o se mantiene constante?
a. R1 d. RC
b. R2 e. VCC
c. RE f. dc
8.18 ¿Cuál es el valor aproximado de la tensión de colector en la
Figura 8.23 para cada uno de los siguientes fallos?
a. R1 en abierto
b. R2 en abierto
c. RE en abierto
d. RC en abierto
e. Colector-emisor en abierto
8.19 ¿Cuál es el valor aproximado de la tensión de colector en la
Figura 8.25 para cada uno de los siguientes fallos?
a. R1 en abierto
b. R2 en abierto
c. RE en abierto
d. RC en abierto
e. Colector-emisor en abierto
SEC. 8.7 TRANSISTORES PNP
8.20 ¿Cuál es la tensión de colector en la Figura 8.25?
8.21 ¿Cuál es la tensión colector-emisor en la Figura 8.25?
8.22 ¿Cuál es la corriente de saturación de colector en la Figura
8.25? ¿Y la tensión de corte colector-emisor?
8.23 ¿Cuál es la tensión de emisor en la Figura 8.26? ¿Y la tensión
de colector?
–10 V
RC
3,6 k
R1
10 k
R2
2,2 k
RE
1 k
2N3906
Figura 8.26
+12 V
RC
39
R1
150
R2
33
RE
10
Figura 8.23
+12 V
–12 V
4,7 k
10 k
10 k
Figura 8.24
+10 V
RE
1 k
R2
2,2 k
R1
10 k
RC
3,6 k
2N3906
Figura 8.25
8.24 Se construye el circuito de la Figura 8.23, pero el divisor de
tensión se ha modificado del siguiente modo: R1 150 k
y R2 33 k. El diseñador no puede entender por qué la
tensión de base es sólo de 0,8 V en lugar de 2,16 V (la salida
ideal del divisor de tensión). Puede explicar qué está
ocurriendo.

10 k
+20 V
8,2 k
1 k
(a)
1 k
+16 V
1 k
(b)
200
+2 V vout
Figura 8.28
8.25 Se construye el circuito de la Figura 8.23 con un 2N3904.
¿Qué puede comentar sobre ello?
8.26 Un estudiante desea medir la tensión colector-emisor en la
Figura 8.23, y para ello conecta un voltímetro entre el
colector y el emisor. ¿Cuál será la lectura?
8.27 Variando cualquier valor del circuito de la Figura 8.23,
enumere todas las formas que se le ocurran para destruir el
transistor.
8.28 La fuente de alimentación de la Figura 8.23 suministra la
corriente al circuito de transistor. Enumere todas las
formas que se le ocurran de hallar esta corriente.
8.29 Calcule la tensión de colector de cada uno de los transis-
tores de la Figura 8.27. (Consejo: considere los conden-
sadores como circuitos abiertos para la corriente directa).
8.30 El circuito de la Figura 8.28a utiliza diodos de silicio. ¿Cuál
es la corriente de emisor? ¿Y la tensión de colector?
8.31 ¿Cuál es la tensión de salida en la Figura 8.28b?
8.32 ¿Qué corriente circula por el LED de la Figura 8.29a?
8.33 ¿Cuál es la corriente del LED en la Figura 8.29b?
8.34 Deseamos que el divisor de tensión de la Figura 8.22 sea
constante. Cambie los valores de R1 y R2 según sea necesario
sin cambiar el punto Q .
Figura 8.29
+12 V
200
620
(a)
680
+12 V
200
620
(b)
6,2 V
+
–
Utilice la Figura 8.30 para los restantes problemas.
8.35 Localice la avería 1.
8.36 Localice la avería 2.
+15 V
1 k
240
1,8 k
300
Q1
510
120 Ω
910
150
Q2
620
150
1 k
180
Q3
GND
vin vout
Figura 8.27

266 Capítulo 8
Figura 8.30
R2
2,2 k
R1
10 k
RC
3,6 k
RE
1 k
B
C
+VCC
(10 V)
E
1,8 1,1 6 OK
10 9,3 9,4 OK
0.7 0 0,1 OK
1,8 1,1 10 OK
0 0 10 OK
0 0 10 0
1,1 0,4 0,5 OK
1,1 0,4 10 OK
0 0 0 OK
1,83 0 10 OK
2,1 2,1 2,1 OK
3,4 2,7 2,8
1,83 1,212 10 OK
VB (V)
Avería
MEDIDAS
VE (V) VC (V) R2 ()
OK
T1
T2
T3
T4
T6
T7
T8
T9
T10
T11
T12
T5
1. Dibuje un circuito de polarización mediante divisor de tensión.
A continuación, enuméreme todos los pasos para calcular la
tensión colector-emisor. ¿Por qué este circuito tiene un punto
Q muy estable?
2. Dibuje un circuito de polarización de emisor con dos ali-
mentaciones y dígame cómo funciona. ¿Qué ocurre con
la corriente de colector cuando se reemplaza el transistor o la
temperatura varía?
3. Describa algunos otros tipos de polarización. ¿Qué puede
decirme sobre sus puntos Q?
4. ¿Cuáles son los dos tipos de polarización con realimentación y
por qué se desarrollaron?
5. ¿Cuál es el tipo principal de polarización utilizado con los
circuitos de transistores bipolares discretos?
6. ¿Deberían los transistores utilizados como circuitos de con-
mutación polarizarse en la región activa? Si la respuesta es no,
¿qué dos puntos asociados con la recta de carga son
importantes en los circuitos de conmutación?
7. En un circuito de polarización mediante divisor de tensión, la
corriente de base no es pequeña comparada con la corriente
que circula por el divisor de tensión. ¿Cuál es el defecto de
este circuito? ¿Qué se debería cambiar para corregirlo?
8. ¿Cuál es la configuración de polarización de transistores más
comúnmente utilizada? ¿Por qué?
9. Dibuje un circuito de polarización mediante divisor de tensión
utilizando un transistor npn. Indique la dirección de las
corrientes del divisor, de base, de emisor y de colector.
10. ¿Cuál es el fallo en un circuito de polarización mediante
divisor de tensión en el que R1 y R2 son 100 veces más grandes
que RE?
1. d 4. d 7. b
2. a 5. b 8. a
3. a 6. b 9. c

10. a 17. b 24. b
11. b 18. a 25. b
12. a 19. d 26. c
13. c 20. a 27. b
14. c 21. c 28. c
15. c 22. a 29. a
16. a 23. d 30. d
8.1 VB 2,7 V;
VE 2 mA;
VC 7,78 V;
VCE 5,78 V
8.2 VCE 5.85 V;
Muy próximo al valor estimado
8.4 RE 1 k;
RC 4 k;
R2 700 (680);
R1 3,4 k (3,3k)
8.5 VCE 6,96 V
8.6 VCE 7,05 V
8.7 Para 8.19a:
VB 2,16 V;
VE 1,46 V;
VC 6,73 V;
VCE 5,27 V
Para 8.19b:
VB 9,84 V;
VE 10,54 V;
VC 5,27 V;
VCE 5,27 V

Capítulo
9
268
Una vez que un transistor está polarizado en un punto Q próximo al
punto central de la recta de carga, podemos acoplar una pequeña
tensión de alterna a la base, lo que producirá una tensión alterna de
colector. La tensión alterna de colector será similar a la tensión alterna
de base, excepto en que es mucho más grande. En otras palabras, la
tensión alterna de colector es una versión amplificada de la tensión
alterna de base.
La invención de los dispositivos amplificadores, primero las válvulas y
después los transistores, fue fundamental para la evolución de la
electrónica. Sin los mecanismos de amplificación, no tendríamos ni
radio, ni televisión, ni tampoco computadoras.

269
amplificador en base común
amplificador en colector común
amplificador en emisor común
amplificadores de pequeña señal
circuito equivalente de alterna
circuito equivalente de continua
condensador de acoplo
condensador de desacoplo
cortocircuito de alterna
distorsión
ganancia de corriente en alterna
ganancia de tensión
modelo de Ebers-Moll
modelo en
modelo en T
resistencia de emisor en alterna
teorema de superposición
tierra de alterna
Vocabulario
9.1 Amplificador con polarización de
base
9.2 Amplificador con polarización de
emisor
9.3 Funcionamiento para pequeña
señal
9.4 Beta de alterna
9.5 Resistencia de alterna del diodo
de emisor
9.6 Modelos de dos transistores
9.8 Parámetros de alterna en la hoja
de características
Objetivos
capaz de:
■ Dibujar un amplificador a transis-
tores y explicar cómo funciona.
■ Describir lo que hacen los conden-
sadores de acoplo y desacoplo.
■ Proporcionar ejemplos de corto-
circuitos y conexiones a tierra en
alterna.
■ Utilizar el teorema de superposición
para dibujar los circuitos
equivalentes de continua y de
alterna.
■ Definir el funcionamiento de
pequeña señal y decir por qué es
interesante.
■ Dibujar un amplificador que utilice la
polarización mediante divisor de
tensión y dibujar a continuación su
circuito equivalente de alterna.

9.1 Amplificador con polarización de base
En esta sección vamos a estudiar el amplificador con polarización de base. Aunque un amplificador con polariza-
ción de base no es útil para la fabricación en serie, tiene valor didáctico porque se puede utilizar para construir am-
plificadores más complejos.
Condensador de acoplo
La Figura 9.1a muestra una fuente de tensión alterna conectada a un condensador y a una resistencia. Dado que la
impedancia del condensador es inversamente proporcional a la frecuencia, el condensador bloquea de forma efec-
tiva la tensión continua y transmite la tensión alterna. Cuando la frecuencia es lo suficiente alta, la reactancia ca-
pacitiva es mucho menor que la resistencia. En este caso, casi toda la tensión de la fuente de alterna aparece en la
resistencia. Cuando el condensador se emplea de esta manera, se dice que es un condensador de acoplo, porque
acopla o transmite la señal de alterna a la resistencia. Los condensadores de acoplo son importantes porque nos
permiten acoplar una señal de alterna a un amplificador sin distorsionar su punto Q.
Para que un condensador de acoplo funcione apropiadamente, su reactancia tiene que ser mucho menor que la
resistencia para la frecuencia más baja de la fuente de alterna. Por ejemplo, si la frecuencia de la fuente de alterna
varía entre 20 Hz y 20 kHz, el caso peor se produce para 20 Hz. Un diseñador de circuitos seleccionará un con-
densador cuya reactancia a 20 Hz sea mucho menor que la resistencia.
¿Qué es exactamente mucho menor? Como definición:
Acoplamiento bueno: XC
0,1R (9.1)
Dicho con palabras: la reactancia tiene que ser al menos 10 veces menor que la resistencia para la frecuencia más
baja de operación.
Cuando la regla 10⬊1 se satisface, el circuito de la Figura 9.1 a se puede reemplazar por el circuito equivalente
mostrado en la Figura 9.1b. ¿Por qué? El módulo de la impedancia en la Figura 9.1a viene dada por:
Si sustituimos para el caso peor, tenemos:
Puesto que la impedancia difiere menos del 0,5 por ciento de R para la frecuencia más baja, la corriente en el cir-
cuito de la Figura 9.1a sólo diferirá menos del 0,5 por ciento de la corriente en el circuito de la Figura 9.1b. Dado
que cualquier circuito bien diseñado satisface la regla 10⬊1, podemos aproximar todos los condensadores de aco-
plo considerándolos como un cortocircuito en alterna (Figura 9.1b).
Un último comentario sobre los condensadores de acoplo: dado que la tensión continua tiene una frecuencia de
cero, la reactancia de un condensador de acoplo es infinta para la frecuencia cero. Por tanto, utilizaremos las dos
aproximaciones siguientes para un condensador:
1. Para el análisis en continua, el condensador se comporta como un circuito abierto.
2. Para el análisis en alterna, el condensador se comporta como un cortocircuito.
La Figura 9.1c resume estas dos importantes ideas. A menos que se diga lo contrario, todos los circuitos que ana-
licemos a partir de ahora cumplirán la regla 10⬊1, por lo que podremos visualizar un condensador de acoplo como
se muestra en la Figura 9.1c.
Figura 9.1 (a) Condensador de acoplo. (b) En alterna, el condensador se comporta como un cortocircuito. (c) Circuito abierto en continua
y cortocircuito en alterna.
(a) (b)
CORTOCIRCUITO
DC
AC
(c)
C
V R V R
Z R R R R R R
= + = + = =
2 2 2 2 2
0 1 0 01 1 01 1 005
( , ) , , ,
Z R XC
= +
2 2
270 Capítulo 9

Circuito de continua
La Figura 9.2a muestra un circuito con polarización de base. La tensión continua de base es 0,7
V. Puesto que 30V
es mucho mayor que 0,7 V, la corriente de base es aproximadamente igual a 30 V dividido entre 1 M, luego:
IB 30 A
Con una ganancia de corriente de 100, la corriente de colector es:
IC 3 mA
y la tensión de colector es:
VC 30 V (3 mA)(5 k) 15 V
Por tanto, el punto Q se localiza en 3 mA y 15 V.
Circuito de amplificación
La Figura 9.2b muestra cómo añadir componentes para construir un amplificador . En primer lugar, se utiliza un
condensador de acoplo entre la fuente de alterna y la base. Puesto que el condensador de acoplo se comporta como
un circuito abierto para la corriente continua, hay la misma corriente continua de base con y sin condensador, y la
fuente de alterna. De forma similar, se utiliza un condensador de acoplo entre el colector y la resistencia de carga
de 100 k. Dado que este condensador es un abierto para la corriente continua, la tensión continua de colector es
la misma con y sin condensador, y resistencia de carga. La idea básica es que los condensadores de acoplo evitan
que la fuente de alterna y la resistencia de carga varíen el punto Q.
En la Figura 9.2b, la tensión alterna de la fuente es de 100V. Dado que el condensador de acoplo se comporta
como un cortocircuito en alterna, toda la tensión alterna de fuente aparece entre la base y tierra. Esta tensión al-
terna genera una corriente alterna de base que se suma a la corriente continua de base existente. En otras palabras,
la corriente de base total tendrá una componente de continua y una componente de alterna.
La Figura 9.3a ilustra esta idea. Una componente de alterna se superpone sobre la componente de continua. En
el semiciclo positivo, la corriente alterna de base se suma a los 30 A de la corriente continua de base, y en el se-
miciclo negativo se resta de la misma.
La corriente alterna de base produce una variación amplificada en la corriente de colector debido a la ganancia
de corriente. En la Figura 9.3b, la corriente de colector tiene una componente continua de 3 mA, y superpuesta a
ésta está la corriente alterna de colector. Dado que esta corriente de colector amplficada fluye a través de la resis-
Modelos de alterna 271
Ejemplo 9.1
Utilizando la Figura 9.1a, si R 2 k y el rango de frecuencias va desde 20 Hz a 20 kHz, hallar el valor de C ne-
cesario para que se comporte como un buen condensador de acoplo.
SOLUCIÓN Aplicando la regla 10:1, XC debe ser diez veces menor que R para la frecuencia más baja.
Por tanto,
XC 0,1 R a 20 Hz
XC 200 a 20 Hz
Dado que XC
reordenando, C
C 39,8 F
PROBLEMA PRÁCTICO 9.1 En el Ejemplo 9.1, hallar el valor de C cuando la frecuencia más baja es igual a
1 kHz y R es 1,6 k.
1

(2)(20 Hz)(200 )
1

2fXC
1

2fC

Figura 9.2 (a) Polarización de base. (b) Amplificador con polarización de base.
Figura 9.3 Componentes continua y alterna. (a) Corriente de base. (b) Corriente de colector. (c) Tensión de colector.
t
IB
30 µA
(a)
t
IC
3 mA
(b)
t
VC
15 V
(c)
100 µV
100 k
1 M
5 k
+30 V
1 M
5 k
+30 V
(b)
(a)
+15 V
+0,7 V
ßdc = 100
272 Capítulo 9

tencia de colector, se produce una tensión variable en la resistencia de colector. Cuando esta tensión se resta de la
tensión de alimentación se obtiene la tensión de colector mostrada en la Figura 9.3c.
De nuevo, se superpone una componente de alterna a una componente de continua. La tensión de colector es
una onda sinusoidal que oscila por encima y por debajo del nivel de continua de 15 V. La tensión alterna de co-
lector está invertida, desfasada 180° respecto a la tensión de entrada. ¿Por qué? En el semiciclo positivo de la
corriente alterna de base, la corriente de colector aumenta, produciendo una caída de tensión mayor en la resisten-
cia de colector. Esto significa que hay menos tensión entre el colector y tierra. De forma similar , en el semiciclo
negativo, la corriente de colector decrece. Como la tensión en la resistencia de colector es menor , la tensión de
colector aumenta.
Formas de onda de tensión
La Figura 9.4 muestra las formas de onda de un amplificador con polarización de base. La fuente de tensión alterna
proporciona una tensión sinusoidal pequeña, que está acoplada a la base, donde se superpone sobre la componente
continua de 0,7 V. La variación de la tensión de la base produce variaciones sinusoidales en la corriente de base,
la corriente de colector y la tensión de colector . La tensión total de colector es una onda sinuosidal invertida su-
perpuesta sobre una tensión continua de colector de 15 V.
Observe el comportamiento del condensador de acoplo de salida. Puesto que se comporta como un circuito
abierto para la corriente continua, bloquea la componente continua de la tensión de colector, y como un corto-
circuito para la corriente alterna, acopla la tensión alterna de colector a la resistencia de carga. Por esto, la ten-
sión de carga es una señal de alterna pura con un valor medio de cero.
Ganancia de tensión
La ganancia de tensión de un amplificador se define como la tensión alterna de salida dividida entre la tensión al-
terna de entrada. Como definición:
AV = (9.2)
Por ejemplo, si medimos una tensión alterna en la carga de 50 mV para una tensión alterna de entrada de 100 V,
la ganancia de tensión es:
AV
1
5
0
0
0
m

V
V
500
Esto quiere decir que la tensión alterna de salida es 500 veces más grande que la tensión alterna de entrada.
Cálculo de la tensión de salida
Podemos multiplicar ambos lados de la Ecuación (9.2) por vin para obtener la siguiente derivación:
vout ⴝ AV vin (9.3)
Esta relación resulta útil cuando se desea calcular el valor de vout, conocidos los valores de AV y vin.
Figura 9.4 Formas de onda en el amplificador con polarización de base.
100 k
1 M
5 k
+30 V
+15 V 0
+0,7 V
0
vout

vin

Figura 9.5 (a) Cálculo de la tensión de salida. (b) Cálculo de la tensión de entrada.
Por ejemplo, el símbolo triangular mostrado en la Figura 9.5 a se utiliza para indicar un amplificador en cual-
quier diseño. Dado que tenemos una tensión de entrada de 2 mV y una ganancia de tensión de 200, podemos
calcular la tensión de salida como sigue:
vout (200)(2 mV) 400 mV
Cálculo de la tensión de entrada
Podemos dividir ambos lados de la Ecuación (9.3) entre AV para obtener la siguiente derivación:
vin ⴝ (9.4)
Esta relación resulta útil cuando se desea calcular el valor de vin, conocidos los valores de vout y AV. Por ejemplo,
la tensión de salida es de 2,5 V en la Figura 9.5b. Con una ganancia de tensión de 350, la tensión de entrada es:
vin
2
3
,5
50
V
7,14 mV
9.2 Amplificador con polarización de emisor
El amplificador con polarización de base tiene un puntoQ inestable. Por esta razón, no se utiliza mucho como am-
plificador, y en su lugar se prefiere el amplificador con polarización de emisor con su punto Q estable.
Condensador de desacoplo
Un condensador de desacoplo es similar a un condensador de acoplo porque se comporta como un circuito
abierto para la corriente conitnua y como un cortocircuito para la corriente alterna. Sin embar
go, no se emplea para
acoplar una señal entre dos puntos, sino que se utiliza para crear una tierra de alterna.
La Figura 9.6a muestra una fuente de tensión alterna conectada a una resistencia y a un condensador. La resis-
tencia R representa la resistencia de Thevenin vista por el condensador. Cuando la frecuencia es lo suficientemente
alta, la reactancia capacitiva es mucho menor que la resistencia. En este caso, casi toda la tensión alterna de la fuente
aparece en la resistencia. Dicho de otra manera, el punto E queda cortocircuitado a tierra de forma efectiva.
Cuando se utiliza de esta manera, se dice que el condensador es un condensador de desacoplo porque desaco-
pla o cortocircuita el punto E a tierra. Un condensador de desacoplo es importante porque nos permite crear un
punto de tierra para alterna en un amplificador sin distorsionar su punto Q.
Para que un condensador de desacoplo funcione apropiadamente, su reactancia debe ser mucho menor que la
resistencia a la frecuencia más baja de la fuente de alterna. La definición para conseguir un buen desacoplo es
idéntica que para conseguir un buen acoplamiento:
Figura 9.6 (a) Condensador de desacoplo. (b) El punto E está conectado a la tierra de alterna.
C
V
R E
(a)
R
V
E
(b)
TIERRA
DE
ALTERNA
vout

AV
AV = 200
vin vout
2 mV
(a)
AV = 350
vin vout
2,5 V
(b)
274 Capítulo 9

Desacoplo bueno: XC
0,1R (9.5)
Cuando se satisface esta regla, el circuito de la Figura 9.6 a se puede reemplazar por el circuito equivalente de la
Figura 9.6b.
Ejemplo 9.2
En el circuito de la Figura 9.7, la frecuencia de entrada de V es 1 kHz. ¿Cuál es el valor de C necesario para corto-
circuitar de forma efectiva el punto E a tierra?
SOLUCIÓN En primer lugar, hallamos la resistencia de Thevenin
vista desde el condensador C.
RTH R1 R2
RTH 600 1 k 375
A continuación, XC debe ser diez veces menor que RTH. Por tanto,
XC 37,5 a 1 kHz. Ahora despejamos para obtener C como sigue:
C
C 4,2 F
PROBLEMA PRÁCTICA 9.2 En la Figura 9.7, hallar el valor de C necesario si R es 50 .
1

(2)(1 kHz)(37,5 )
1

2fXC
V
R1 E
600
+
–
R2
1 k
C
Figura 9.7
Amplificador con polarización mediante divisor de tensión
La Figura 9.8 muestra un amplificador con polarización mediante divisor de tensión. Para calcular las corrientes y
la tensiones continuas, imaginamos que todos los condensadores son circuitos abiertos. Entonces, el circuito de
transistor se simplifica al circuito de polarización mediante divisor de tensión analizado en el Capítulo 8. Los va-
lores de continua para este circuito son:
VB 1,8 V
VE 1,1 V
VC 6,04 V
IC 1,1 mA
Como antes, hemos utilizado un condensador de acoplo entre la fuente y la base, y otro condensador de acoplo
entre el colector y la resistencia de carga. También necesitamos utilizar un condensador de desacoplo entre el emi-
sor y tierra. Sin este condensador, la corriente alterna de base sería demasiado pequeña. Pero con el condensador
de desacoplo, obtenemos una ganancia de tensión mucho mayor. Los detalles matemáticos de por qué esto es así
se explican en el siguiente capítulo.
En el circuito de la Figura 9.8, la tensión alterna de la fuente es 100 V, la cual se acopla a la base. Gracias al
condensador de desacoplo, todas la tensión alterna aparece en el diodo base-emisor
. La corriente alterna de base da
lugar entonces a una tensión alterna amplificada de colector, como se ha descrito anteriormente.
Formas de onda de la polarización mediante divisor de tensión
Observe las formas de onda de tensión en el circuito de la Figura 9.8. La tensión alterna de la fuente es una tensión
sinusoidal pequeña con un valor medio de cero. La tensión de base es una tensión alterna superpuesta a una ten-
sión continua de 1,8 V. La tensión de colector es una tensión alterna invertida y amplificada superpuesta a la ten-
sión continua de colector de 6,04 V. La tensión en la carga es igual a la tensión de colector, excepto en que tiene
un valor medio de cero.

Figura 9.8 Formas de onda en el amplificador con polarización mediante divisor de tensión.
Observe también la tensión en el emisor . Es una tensión continua pura de
1.1 V. No hay tensión alterna de emisor porque el emisor está conectado a la
tierra de alterna, una consecuencia directa de utilizar un condensador de desa-
coplo. Es importante recordar esto porque resulta muy útil a la hora de locali-
zar averías. Si el condensador de desacoplo estuviera en abierto, habría tensión
alterna entre el emisor y tierra. Este síntoma apuntará de forma inmediata al
condensador de desacoplo abierto como la única avería.
Componentes discretos y circuitos integrados
El amplificador con polarización mediante divisor de tensión de la Figura 9.8
es la forma estándar de construir un amplificador de transistores discretos.
Discreto quiere decir que todos los componentes como resistencias, condensa-
dores y transistores se insertan y conectan por separado para formar el circuito
final. Un circuito discreto se diferencia de un circuito integrado (CI), en que
todos los componentes se crean y conectan simultáneamente en un chip, un
fragmento de material semiconductor. En los siguientes capítulos estudiare-
mos el amplificador operacional, un amplificador integrado que produce ga-
nancias de tensión mayores que 100.000.
Circuito con polarización de emisor con dos
alimentaciones
La Figura 9.9 muestra un amplificador con polarización de emisor con dos ali-
mentaciones. En el Capítulo 8, hemos analizado la parte de continua de este
circuito y hemos obtenido los siguientes valores para las tensiones continuas:
VB 0 V
VE 0,7 V
VC 5,32 V
IC 1,3 mA
La Figura 9.9 muestra dos condensadores de acoplo y un condensador de desacoplo de emisor . El funciona-
miento en alterna del circuito es similar al de un amplificador con polarización mediante divisor de tensión: se aco-
pla una señal a la base, la señal se amplifica para obtener la tensión de colector , y la señal amplificada se acopla
entonces a la carga.
Fíjese en las formas de onda. La tensión alterna de la fuente es una tensión sinusoidal pequeña. La tensión de
base tiene una componente de alterna pequeña superpuesta sobre una componente de continua de aproximada-
mente 0 V. La tensión total de colector es una onda sinusoidal invertida superpuesta sobre la tensión continua de
colector de 5,32 V. La tensión en la carga es la misma señal amplificada sin componente continua.
2,2 k
1 k
100 µV 100 k
10 k
3,6 k
+10 V
+6,04 V
+1,1 V
+1,8 V
0
0
276 Capítulo 9
INFORMACIÓN ÚTIL
En la Figura 9.8, la tensión de emisor
está fija en 1,1 V gracias al condensa-
dor de desacoplo de emisor. Por tanto,
cualquier variación en la tensión de
base aparece directamente en la unión
BE del transistor. Por ejemplo, suponga
que vin 10 mV pp. En el pico positivo
de vin, la tensión alterna de base es
igual a 1,805 V y VBE es igual a
1,805 V 1,1 V 0,705 V. En el pico
negativo de vin, la tensión alterna de
base disminuye a 1,795 V, y VBE es
igual a 1,795 V 1,1 V 0,695 V.
Las variaciones en alterna de VBE (de
0,705 a 0,695 V) son las que producen
las variaciones en alterna de IC y VCE.

Figura 9.9 Formas de onda del amplificador con polarización de emisor con dos alimentaciones.
Observe de nuevo que tenemos una tensión continua pura en el emisor como consecuencia directa del uso de
un condensador de desacoplo. Si este condensador estuviera en circuito abierto, aparecería una tensión alterna en
el emisor, lo que reduciría notablemente la ganancia de tensión. Por tanto, cuando tenga que buscar averías en un
amplificador con condensadores de desacoplo, recuerde que en todos los puntos de tierra para alterna la tensión al-
terna tiene que ser igual a cero.
9.3 Funcionamiento para pequeña señal
La Figura 9.10 muestra la gráfica de la corriente en función de la tensión para el diodo base-emisor
. Cuando se aco-
pla una tensión alterna a la base de un transistor
, aparece una tensión alterna en el diodo base-emisor
. Esto produce
la variación sinusoidal en VBE mostrada en la Figura 9.10.
Punto instantáneo de trabajo
Cuando la tensión alcanza su pico positivo, el punto instantáneo de trabajo se desplaza desde Q hasta el punto su-
perior indicado en la Figura 9.10. Por el contrario, cuando la onda sinusoidal decrece hasta su pico negativo, el
punto instantáneo de trabajo se desplaza desde Q hasta el punto inferior.
La tensión total base-emisor de la Figura 9.10 es una tensión alterna centrada en una tensión continua. La am-
plitud de la tensión alterna determina cómo se aleja el punto instantáneo de trabajo del puntoQ. Amplitudes gran-
des de la tensión alterna de base producen grandes variaciones, mientras que amplitudes pequeñas producen
variaciones pequeñas.
Figura 9.10 Distorsión cuando la señal es demasiado grande.
VBE
Q
IE
2,7 k
1 k
100 µV
100 k
3,6 k
+10 V
–2 V
+5,32 V
–0,7 V
0
0
0

Distorsión
La tensión alterna en la base produce la corriente alterna de emisor mostrada en la Figura 9.10. Se trata de una co-
rriente alterna de emisor que tiene la misma frecuencia que la tensión alterna de base. Por ejemplo, si el generador
de alterna que excita a la base tiene una frecuencia de 1 kHz, la corriente alterna de emisor tendrá una frecuencia
de 1 kHz. La corriente alterna de emisor también tiene aproximadamente la misma forma que la tensión alterna de
base. Si la tensión alterna de base es sinusoidal, la corriente alterna de emisor será aproximadamente sinusoidal.
La corriente alterna de emisor no es una réplica perfecta de la tensión alterna de base debido a la curvatura de
la gráfica. Puesto que la gráfica se curva hacia arriba, el semiciclo positivo de la corriente alterna de emisor se
alarga y el semiciclo negativo se comprime. Este alar gamiento y esta compresión que se producen en semiciclos
alternos se denomina distorsión. Este efecto no es deseable en los amplificadores de alta fidelidad, porque modi-
fican el sonido de la voz o de la música.
Cómo reducir la distorsión
Una forma de reducir la distorsión mostrada en la Figura 9.10 es manteniendo una tensión alterna de base pequeña.
Cuando se reduce el valor de pico de la tensión de base, se reduce el movimiento del punto instántaneo de trabajo.
Cuanto menor es esta oscilación o variación, menor es la curvatura de la gráfica. Si la señal es lo suficientemente
pequeña, la gráfica parece lineal.
¿Por qué es esto importante? Porque para una señal pequeña, la distorsión es despreciable. Cuando la señal es
pequeña, las variaciones de la corriente alterna de emisor son casi directamente proporcionales a las variaciones de
la tensión alterna de base, ya que la gráfica es prácticamente una línea. En otras palabras, si la tensión alterna de
base es una onda sinusoidal lo suficientemente pequeña, la corriente alterna de emisor será también un onda sinu-
soidal pequeña sin apenas alargamientos o compresiones en sus semiciclos.
La regla del 10 por ciento
La corriente total de emisor mostrada en la Figura 9.10 consta de una componente continua y de una componente
de alterna, lo que se puede expresar como sigue:
IE IEQ ie
donde IE corriente total de emisor
IEQ corriente continua de emisor
ie corriente alterna de emisor
Para minimizar la distorsión, el valor de pico a pico de ie tiene que ser menor que IEQ. Nuestra definición para
trabajar en pequeña señal es:
Pequeña señal: ie(pp)
0,1IEQ (9.6)
Esto dice que la señal alterna es pequeña cuando la corriente alterna de emisor de pico a pico es menor que el 10
por ciento de la corriente continua de emisor . Por ejemplo, si la corriente continua de emisor es igual a 10 mA,
como se muestra en la Figura 9.11, la corriente de emisor de pico a pico debe ser menor que 1 mApara trabajar en
el rango de pequeña señal.
A partir de ahora, nos referiremos a los amplificadores que satisfacen la regla del 10 por ciento como amplifi-
cadores de pequeña señal. Este tipo de amplificador se utiliza en las primeras etapas de los receptores de radio y
Figura 9.11 Funcionamiento de pequeña señal.
VBE
IE
10 mA
MENOR
QUE
1 mA p-p
278 Capítulo 9

Ejemplo 9.3
Utilizando la Figura 9.9, hallar la corriente máxima de emisor para pequeña señal.
SOLUCIÓN: Primero hallamos la corriente de emisor del punto Q, IEQ.
IEQ IEQ IEQ 1,3 mA
A continuación obtenemos la corriente de emisor para pequeña señal ie(pp)
ie(pp) 0.1 IEQ
ie(pp) (0,1)(1,3 mA)
ie(pp) 130 App
PROBLEMA PRÁCTICO 9.3 En el circuito de la Figura 9.9, cambie el valor de RE a 1,5 k y calcule la
corriente máxima de emisor para pequeña señal.
2 V 0,7 V

1 k
VEE VBE

RE
de televisión, porque la señal que viene de la antena es muy débil. Cuando se acopla a un amplificador a transisto-
res, una señal débil produce variaciones pequeñas en la corriente de emisor
, mucho menores que las requeridas por
la regla del 10 por ciento.
9.4 Beta de alterna
Hasta este momento, al hablar de la ganancia de corriente nos hemos estado refiriendo a la ganancia de corriente
en continua, que se ha definido como sigue:
␤dc ⴝ
I
I
C
B

(9.7)
Las corrientes de esta fórmula son las corrientes en el punto Q de la Figura 9.12. Debido a la curvatura de la grá-
fica de IC en función de IB, la ganancia de corriente en continua depende de la posición del punto Q.
Definición
La ganancia de corriente en alterna es diferente, y se define como sigue:
␤ ⴝ
i
i
b
c
(9.8)
Dicho con palabras, la ganancia de corriente en alterna es igual a la corriente alterna de colector dividida entre la
corriente alterna de base. En la Figura 9.12, la señal de alterna utiliza sólo una parte pequeña de la gráfica a ambos
lados del punto Q. A causa de esto, el valor de la ganancia de corriente en alterna es diferente de la ganancia de co-
rriente en continua, que emplea prácticamente la gráfica completa.
Gráficamente, es igual a la pendiente de la curva en el punto Q de la Figura 9.12. Si hubiéramos polarizado
el transistor en un puntoQ diferente, la pendiente de la curva sería distinta, lo que significa que variaría. En otras
palabras, el valor de depende de la cantidad de corriente continua de colector.
En las hojas de características, dc se especifica como hFE y como hfe. Observe que se emplean subíndices en
mayúsculas en el símbolo de la ganancia de corriente en continua. Las dos ganancias de corriente son comparables
en valor, no diferenciándose en una gran cantidad. Por esta razón, si tenemos el valor de uno, podemos utilizar el
mismo valor para los restantes análisis preliminares.
Notación
Para diferenciar las magnitudes de continua de las magnitudes de alterna, lo habitual es utilizar letras y subíndices
en mayúsculas para los parámetros de continua. Por ejemplo, hemos estado utilizando:

Figura 9.12 La ganancia de corriente en alterna es igual a la relación de las variaciones.
IE, IC e IB para las corrientes continuas
VE, VC y VB para las tensiones continuas
VBE, VCE y VCB para las tensiones continuas entre terminales
Para las magnitudes de alterna, utilizaremos subíndices y letras minúsculas como sigue:
ie, ic e ib para las corrientes alternas
ve, vc y vb para las tensiones alternas
vbe, vce y vcb para las tensiones alternas entre terminales
Merece la pena destacar también el uso de la letra mayúscula R para las resistencias en continua y la letra minús-
cula r para las resistencias en alterna. En la siguiente sección abordaremos el estudio de las resistencia en alterna.
9.5 Resistencia en alterna del diodo de emisor
La Figura 9.13 muestra una gráfica de la corriente en función de la tensión de un diodo de emisor . Una tensión
alterna pequeña en el diodo de emisor, produce una corriente alterna de emisor como la mostrada. La magnitud de
esta corriente alterna de emisor depende de la posición del punto Q. Por causa de la curvatura, se obtiene una
corriente de emisor de pico a pico mayor cuando el punto Q está en la parte superior de la gráfica.
Definición
Como se ha explicado en la Sección 9.3, la corriente total de emisor tiene una componente continua y una compo-
nente alterna, lo que se expresa como sigue:
IE IEQ ie
donde IEQ es la corriente continua de emisor e ie es la corriente alterna de emisor.
De forma similar, la tensión total base-emisor de la Figura 9.13 consta de una componente continua y de una
componente alterna. Su ecuación puede escribirse como:
VBE VBEQ vbe
donde VBEQ es la tensión continua base-emisor y vbe es la tensión alterna base-emisor.
En la Figura 9.13, la variación sinusoidal enVBE produce una variación sinusoidal enIE. El valor de pico a pico
de ie depende de la posición del punto Q. Debido a la curvatura de la gráfica, una tensión vbe fija produce más ie
cuando el punto Q está polarizado en la parte superior de la curva. Dicho de otra manera, la resistencia en alterna
del diodo de emisor decrece cuando la corriente continua de emisor aumenta.
IB
Q
IC
280 Capítulo 9

Figura 9.13 Resistencia en alterna del diodo de emisor.
La resistencia en alterna de emisor del diodo de emisor se define como:
re
ⴕ ⴝ
v
i
b
e
e
(9.9)
Esta fórmula establece que la resistencia en alterna del diodo de emisor es igual a la tensión alterna base-emisor
dividida entre la corriente alterna de emisor. El signo de prima ( ) de re es una forma estándar que permite indicar
que la resistencia es interna al transistor.
Por ejemplo, la Figura 9.14 muestra una tensión alterna base-emisor de 5 mV pp. En el punto Q dado, se tiene
una corriente alterna de emisor de 100 A pp. La resistencia en alterna del diodo de emisor es:
re
10
5
0
m

V
A
50
Veamos otro ejemplo. Supongamos que un puntoQ de la parte superior de la gráfica de la Figura 9.14 toma los va-
lores vbe 5 mV e ie 200 A; entonces, la resistencia en alterna disminuye a:
re
20
5
0
m

V
A
25
Figura 9.14 Cálculo de re.
VBE
IE
100 µA
5 mV
VBE
IE

Lo importante es: la resistencia en alterna de emisor siempre disminuye cuando la corriente continua de emisor au-
menta, ya que vbe es esencialmente un valor constante.
Fórmula para la resistencia en alterna de emisor
Aplicando la física del estado sólido y el cálculo, es posible deducir la siguiente importante fórmula para calcular
la resistencia de emisor en alterna:
re
ⴕ ⴝ
25
I
m
E
V
(9.10)
Es decir, la resistencia en alterna del diodo de emisor es igual a 25 mVdividida entre la corriente continua de emi-
sor.
Esta fórmula es importante por su simplicidad y por el hecho de que se aplica a todos los tipos de transistor
. Su
uso está muy extendido en la industria cuando se necesita calcular el valor preliminar de la resistencia en alterna
del diodo de emisor. La derivación supone funcionamiento para pequeña señal, temperatura ambiente y una unión
base-emisor abrupta y rectangular. Dado que los transistores comerciales presentan uniones graduales y no rectan-
gulares, habrá alguna diferencia respecto del valor obtenido mediante la Ecuación (9.10). En la práctica, casi todos
los transistores comerciales tienen una resistencia en alterna de emisor comprendida entre 25 mV/ IE y 50 mV/IE.
La relación re es importante porque determina la ganancia de tensión. Cuanto menor sea, mayor será la ganan-
cia de tensión. En el Capítulo 10 veremos cómo utilizar re para calcular la ganancia de tensión de un amplificador
a transistores.
282 Capítulo 9
Ejemplo 9.4
¿Cuál es el valor de re en el amplificador con polariazción de base de la Figura 9.15a?
SOLUCIÓN Anteriormente hemos obtenido una corriente continua de emisor de aproximadamente 3 mA para
este circuito. Aplicando la Ecuación (9.10), la resistencia en alterna del diodo de emisor es:
re
2
3
5
m
m
A
V
8,33
Ejemplo 9.5
En la Figura 9.15b, ¿cuál es el valor de re?
SOLUCIÓN Hemos analizado anteriormente este amplificador con polarización mediante divisor de tensión y
hemos calculado una corriente continua de emisor de of 1,1 mA. La resistencia en altern del diodo de emisor es:
Figura 9.15 (a) Amplificador con polarización de base.
100 µV
100 k
1 M
5 k
+30 V
(a)
ßdc = 100

Figura 9.15 (continuación). (b) Amplificador con polarización mediante divisor de tensión. (c) Amplificador con polarización de
emisor con dos alimentaciones.
re
1
2
,
5
1
m
m
V
A
22,7
Ejemplo 9.6
¿Cuál es la resistencia en alterna del diodo de emisor en el amplificador con polarización de emisor con dos ali-
mentaciones de la Figura 9.15c?
SOLUCIÓN A partir del cálculo anterior, obtenemos una corriente continua de emisor de 1,3 mA. Ahora pode-
mos calcular la resistencia en alterna del diodo de emisor:
re
1
2
,
5
3
m
m
V
A
19,2
PROBLEMA PRÁCTICO 9.6 En la Figura 9.15c, cambie la alimentación VEE a 3 V y calcule re.
100 µV
100 k
2,7 k
3,6 k
1 k
+10 V
–2 V
(c)
100 µV
100 k
10 k
2,2 k
3,6 k
1 k
+10 V
(b)
9.6 Dos modelos de transistor
Para analizar el funcionamiento en alterna de un amplificador a transistores, necesitamos un circuito equivalente
de alterna para el transistor. En otras palabras, necesitamos un modelo para el transistor que simule su comporta-
miento cuando hay presente una señal de alterna.

284 Capítulo 9
n
p
n
ib
ie
ic
ib
ie
ic
re
Figura 9.16 Modelo en T de un transistor.
zin(base)
ie
–
+
vbe
ic ic
ie
(a) (b)
ib
re re
Figura 9.17 Definición de la impedancia de entrada de la base.
El modelo en T
Uno de los primeros modelos de alterna fue el modelo de Ebers-Moll mostrado en la Figura 9.16. Cuando se tra-
baja con pequeña señal alterna, el diodo de emisor de un transistor actúa como una resistencia de alterna re y el
diodo de colector como una fuente de corriente ic. Dado que el modelo de Ebers-Moll parece una T tumbada, el
circuito equivalente también se denomina modelo en T.
Al analizar un amplificador a transistores, podemos reemplazar cada uno de los transistores por su correspon-
diente modelo en T. A continuación, podemos calcular el valor de re y de otras magnitudes de alterna como la ga-
nancia de tensión. Los detalles se abordarán en el siguiente capítulo.
Cuando una señal alterna de entrada excita a un amplificador a transistores, se obtiene una tensión base-emisor
alterna vbe en el diodo de emisor, como se muestra en la Figura 9.17
a, la cual a su vez produce una corriente alterna
de base ib. La fuente de tensión alterna tiene que suministrar esta corriente alterna de base, de modo que el ampli-
ficador funcione apropiadamente. Dicho de otra manera, la fuente de tensión alterna está cargada con la impedan-
cia de entrada de la base.
La Figura 9.17b ilustra esta idea. Mirando hacia la base del transistor , la fuente de tensión alterna ve una im-
pedancia de entrada zin(base). A bajas frecuencias, esta impedancia es puramente resistiva y se define como:
zin(base) ⴝ
v
i
b
b
e
(9.11)
Aplicando la ley de Ohm al diodo de emisor de la Figura 9.17a, podemos escribir:
vbe iere
Sustituyendo esta ecuación en la anterior obtenemos:
zin(base)
v
i
b
b
e

ie
i
r
b
e

Puesto que ie ic, la ecuación anterior se simplifica a:
zin(base) ⴝ ␤re
ⴕ (9.12)
Esta ecuación nos dice que la impedancia de entrada de la base es igual a la ganancia de corriente en alterna por la
resistencia en alterna del diodo de emisor.
Modelo en ␲
La Figura 9.18a muestra el modelo en ␲ de un transistor. Es una representación visual de la Ecuación (9.12). El
modelo en es más fácil de utilizar que el modelo en T (Figura 9.18b), porque la impedancia de entrada no es
obvia cuando se trabaja con el modelo en T. Por otro lado, el modelo en muestra claramente que una impedan-
cia de entrada de valor re cargará a la fuente de tensión alterna que excita a la base.
Dado que los modelos en y en T son circuitos equivalentes de alterna del transistor , podemos utilizar cual-
quiera de ellos a la hora de analizar un amplificador . La mayoría de las veces, utilizaremos el modelo en . Con
algunos circuitos, como por ejemplo los amplificadores diferenciales que se estudian en el Capítulo17, el modelo en
T proporciona una mejor visión del funcionamiento del circuito. Ambos modelos son ampliamente utilizados en el
mundo de la industria.

Figura 9.18 Modelo en de un transistor.
Analizar un amplificador es complicado porque se tienen fuentes de
continua y de alterna en un mismo circuito. Para analizar amplifica-
dores, podemos calcular el efecto de las fuentes de continua y luego
el de la fuente de alterna. Cuando se aplica el teorema de superpo-
sición en este análisis, el efecto individual de cada una de las fuen-
tes se suma al efecto total de todas las fuentes actuando simultá-
neamente.
El circuito equivalente de continua
La forma más sencilla de analizar un amplificador es dividirlo en
dos partes: un análisis de continua y un análisis de alterna. En el
análisis de continua calculamos las tensiones y corrientes continuas.
Para ello, imaginamos que todos los condensadores se comportan
como circuitos abiertos. El circuito que queda es el circuito equi-
valente de continua.
Con el circuito equivalente de continua, podemos calcular las
tensiones y corrientes del transistor que sean necesarias. Si está lo-
calizando averías, las respuestas aproximadas son las adecuadas. La
corriente más importante en el análisis de continua es la corriente
continua de emisor. Ésta es necesaria para calculatre en el análisis de
alterna.
Efecto en alterna de una fuente de tensión continua
La Figura 9.19a muestra un circuito con fuentes de alterna y de continua. ¿Qué es la corriente de alterna en un cir-
cuito como éste? En lo que se refiere a la corriente alterna, la fuente de tensión continua se comporta como un
cortocircuito, como se muestra en la Figura 9.19b. ¿Por qué? Porque una fuente de tensión continua proporciona
una tensión constante. Por tanto, cualquier corriente alterna que fluya a su través no puede generar una tensión al-
terna en ella. Si no existe ninguna tensión alterna, la fuente de tensión continua es equivalente a un cortocircuito
en alterna.
Otra forma de entender esta idea es recordar el teorema de superposición estudiado en los cursos de electró-
nica básica. Aplicando el teorema de superposición al circuito de la Figura 9.19 a, podemos calcular el efecto de
cada una de las fuentes que actúa separadamente mientras las demás se reducen a cero. Reducir la fuente de ten-
sión continua a cero es equivalente a cortocircuitarla. Por tanto, para calcular el efecto de la fuente de alterna en la
Figura 9.19a, podemos cortocircuitar la fuente de tensión continua.
A partir de ahora, cortocircuitaremos todas las fuentes de tensión continua al analizar el funcionamiento en
alterna de un amplificador. Como se muestra en la Figura 9.19
b, esto significa que el punto de la alimentación con-
tinua actúa como tierra de alterna.
ic
ie
ic
(b)
(a)
ie
ib
ib
ßre
re
INFORMACIÓN ÚTIL
Existen otros circuitos equivalentes
(modelos) de transistor más precisos
además de los mostrados en las
Figuras 9.16, 9.17 y 9.18. Un circuito
equivalente extremadamente preciso
incluirá un elemento denominado
resistencia ampliada de base rb y
resistencia interna rc de la fuente de
colector. Este modelo se utiliza si se
quieren obtener respuestas exactas.

286 Capítulo 9
Figura 9.19 La fuente de tensión continua es un cortocircuito para alterna.
Circuito equivalente de alterna
Después de analizar el circuito equivalente de continua, el siguiente paso consiste en analizar el circuito equiva-
lente de alterna. Éste es el circuito que queda después de imaginar que todos los condensadores y fuentes de ten-
sión continua son cortocircuitos. El transistor se puede reemplazar por el modelo en o por el modelo en T. En el
siguiente capítulo, demostraremos los detalles matemáticos del análisis en alterna. En el resto de este capítulo, nos
vamos a centrar en cómo obtener el circuito equivalente de alterna para los tres amplificadores vistos hasta el mo-
mento: con polarización de base, con polarización mediante divisor de tensión y con polariazación de emisor con
dos alimentaciones.
Amplificador con polarización de base
La Figura 9.20a es un amplificador con polarización de base. Después de imaginar abiertos todos los condensado-
res y analizar el circuito equivalente de continua, ya estamos preparados para realizar el análisis en alterna. Para
obtener el circuito equivalente de alterna, cortocircuitamos todos los condensadores y las fuentes de tensión con-
tinua. A partir de este momento, el punto etiquetado con VCC es un punto tierra de alterna.
La Figura 9.20b muestra el circuito equivalente de alterna. Como podemos ver, el transistor ha sido reemplaza-
do por su modelo en . En el circuito de la base, la tensión alterna de entrada aparece enRB en paralelo con re. En
el circuito de colector, la fuente de corriente bombea una corriente alterna ic a través de RC en paralelo con RL.
Amplificador con polarización mediante divisor de tensión
La Figura 9.21a es un amplificador con polarización mediante divisor de tensión y la Figura 9.21 b es el circuito
equivalente de alterna. Como puede ver, todos los condensadores se han cortocircuito, la fuente de alimentación
Figura 9.20 (a) Amplificador con polarización de base. (b) Circuito equivalente de alterna.
RL
+VCC
RC
RB
vin
(a)
RB ic RC RL
vin
(b)
ßre
B C
VCC
–
+
VP VP
R R TIERRA DE
ALTERNA
(a) (b)

Figura 9.21 (a) Amplificador con polarización mediante divisor de tensión. (b) Circuito equivalente de alterna.
de continua se ha convertido en un punto de tierra de alterna y el transistor se ha reemplazado por su modelo en.
En el circuito de base, la tensión alterna de entrada aparece en R1 en paralelo con R2 y en paralelo con re. En el
circuito de colector, la fuente de corriente bombea una corriente alterna ic a través de RC en paralelo con RL.
Amplificador con polarización de emisor con dos alimentaciones
Nuestro último ejemplo es el circuito con polarización de emisor con dos alimentaciones de la Figura 9.22a. Des-
pués de analizar el circuito equivalente de continua, podemos dibujar el circuito equivalente de alterna de la Figura
9.22b. De nuevo, todos los condensadores se cortocircuitan, la fuente de tensión continua se convierte en punto de
tierra para alterna y el transistor se reemplaza por su modelo en . En el circuito de base, la tensión alterna de en-
trada aparece en RB en paralelo con re. En el circuito de colector, la fuente de corriente bombea una corriente al-
terna ic a través de RC en paralelo con RL.
Amplificadores en emisor común
Los tres amplificadores diferentes de las Figuras 9.20, 9.21 y 9.22 son ejemplos de amplificadores en emisor
común. Un amplificador en emisor común se puede reconocer fácilmente porque su emisor está conectado a un
punto de tierra de alterna. En un amplificador en emisor común, la señal de alterna se acopla a la base y la señal
amplificada aparece en el colector.
Existen otros dos tipos básicos de amplificadores a transistores: el amplificador en base común y el amplifi-
cador en colector común. El amplificador en base común tiene su base conectada a tierra y el amplificador en co-
lector común tiene el colector conectado a tierra de alterna. Resultan útiles en algunas aplicaciones, pero no son
tan populares como el amplificador en emisor común. En los capítulos siguientes se explican los amplificadores en
base común y en colector común.
Ideas principales
El método anterior de análisis funciona en todos los amplificadores. Se comienza con el circuito equivalente de
continua, se calculan las tensiones y corrientes continuas y se analiza el circuito equivalente de alterna. Las ideas
fundamentales para obtener el circuito equivalente de alterna son:
1. Cortocircuitar todos los condensadores de acoplo y desacoplo.
R2 ic RC RL
R1
vin
(a)
(b)
vin
RL
RE
RC
R2
R1
+VCC
ßre
B C

288 Capítulo 9
Figura 9.22 (a) Amplificador con polarización de emisor con dos alimentaciones. (b) Circuito equivalente de alterna.
2. Visualizar todas las fuentes de alimentación de continua como puntos de tierra de alterna.
3. Reemplazar el transistor por su modelo en o en T.
4. Dibujar el circuito equivalente de alterna.
En los capítulos siguientes utilizaremos este método para calcular la ganancia de tensión, la impedancia de entrada
y otras características de los amplificadores.
En la Tabla-resumen 9.1 se indica cómo utilizar el teorema de superposición para analizar un circuito con po-
larización mediante divisor de tensión.
9.8 Parámetros de alterna en la hoja de características
En las siguientes explicaciones vamos a emplear la hoja de características parcial de un 2N3904 mostrada en la Fi-
gura 9.23. Los parámetros de alterna se especifican en la sección denominada “ Small-Signal Characteristics”
(características de pequeña señal). En esta sección, encontraremos cuatro nuevos parámetros denominadoshfe, hie,
hre y hoe, que son los parámetros h. ¿Cuáles son?
Parámetros H
Cuando se inventó el transistor, se utilizaba un método conocido como parámetros h para analizar y diseñar los
circuitos de transistores. Este método matemático modela el transistor en cuanto a lo que ocurre en sus terminales
sin tener en cuenta los procesos físicos que tienen lugar en su interior.
Un método más práctico es el que estamos utilizando, el método del parámetro r , que emplea magnitudes
como y re. Con este método, podemos utilizar la ley de Ohm y otras ideas básicas en la realización de análisis y
diseños de circuitos con transistores. Por esta razón, los parámetros r se adaptan mejor a la mayoría de la gente.
Esto no significa que los parámetros h no sean útiles. Han sobrevivido en las hojas de características porque
pueden medirse más fácilmente que los parámetrosr . Por tanto, cuando lea las hojas de características, no busque
, re ni los restantes parámetros r , ya que no los va a encontrar. En su lugar, podrá ver hfe, hie, hre y hoe. Estos cua-
tros parámetros h proporcionan información útil cuando se transforman en parámetros r .
(a)
vin
RL
RE
RC
RB
+VCC
–VEE
RB ic RC RL
vin
(b)
ßre
B C

Tabla-resumen 9.1 Equivalentes de continua y de alterna en un circuito
con polarización mediante divisor de tensión
Circuito
original
V
+
– RE
1 k
RL
100 k
VCC = 10 V
R2
2,2 k
R1
10 k
RC
3,6 k
Circuito
de
continua
RE
1 k
VCC = 10 V
R2
2,2 k
R1
10 k
RC
3,6 k
• Abrir todos los
condensadores de
acoplo y desacoplo.
• Volver a dibujar
el circuito.
• Obtener el punto Q
del circuito de
continua:
VB 1,8 V
VE 1,1 V
IE 1,1 mA
VCE 4,94 V
Modelo
de
alterna
en
V
+
–
R1
10 k
ßr´e
R2
2,2 k
RC
3,6 k
RL
100 k
B C
Modelo
de
alterna
en T
V
+
–
R1
10 k
r´e
R2
2,2 k
RC
3,6 k
RL
100 k
E
B
C • Cortocircuitar todos
los condensadores
de acoplo y desacoplo.
• Visualizar todas las
tensiones de alimenta-
ción continuas como
puntos de tierra
de alterna.
• Reemplazar el
transistor por su
modelo en o en T.
• Dibujar el circuito
equivalente de alterna.
• re 22,7
25 mV

IEQ

290 Capítulo 9
300
200
100
70
50
30
0.1 0.2 0.3
IC, COLLECTOR CURRENT (mA)
Current Gain
0.5 1.0 2.0 3.0 5.0 10
h
fe
,
CURRENT
GAIN
100
50
20
10
5
2
1
h
oe
,
OUTPUT
ADMITTANCE
(µmhos)
Output Admittance
0.1 0.2 0.3 0.5 1.0 2.0 3.0 5.0 10
20
10
5.0
2.0
1.0
0.5
0.2
0.1 0.2 0.3 0.5 1.0 2.0 3.0 5.0 10
Input Impedance
h
ie
,
INPUT
IMPEDANCE
(k
OHMS)
10
7.0
5.0
3.0
2.0
1.0
0.7
0.5
0.1 0.2 0.3 0.5 1.0 2.0 3.0 5.0 10
h
re
,
VOLTAGE
FEEDBACK
RATIO
(X
10
–4
)
Voltage Feedback Ratio
Figura 9.23 Hoja de características parcial del 2N3904. (Copyright de Semiconductor Components Industries, LLC; utilizada con su permiso)
2N3903, 2N3904
Characteristic Symbol Min Max Unit
SMALL–SIGNAL CHARACTERISTICS
Current–Gain–Bandwidth Product (IC 10 mAdc, VCE 20 Vdc, f 100 MHz) 2N3903 fT 250 – MHz
2N3904 300 –
Output Capacitance (VCB 0.5 Vdc, IE 0, f 1.0 MHz) Cobo – 4.0 pF
Input Capacitance (VEB 0.5 Vdc, IC 0, f 1.0 MHz) Cibo – 8.0 pF
Input Impedance (IC 1.0 mAdc, VCE 10 Vdc, f 1.0 kHz) 2N3903 hie 1.0 8.0 k
2N3904 1.0 10
Voltage Feedback Ratio (IC 1.0 mAdc, VCE 10 Vdc, f 1.0 kHz) 2N3903 hre 0.1 5.0 10–4
2N3904 0.5 8.0
Small–Signal Current Gain (IC 1.0 mAdc, VCE 10 Vdc, f 1.0 kHz) 2N3903 hfe 50 200 –
2N3904 100 400
Output Admittance (IC 1.0 mAdc, VCE 10 Vdc, f 1.0 kHz) hoe 1.0 40 mhos
Noise Figure (IC 100 Adc, VCE 5.0 Vdc, RS 1.0 k, f 1.0 kHz) 2N3903 NF – 6.0 dB
2N3904 – 5.0
H PARAMETERS
VCE 10 Vdc, f 1.0 kHz, TA = 25°C
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (TA 25°C unless otherwise noted)

Relaciones entre los parámetros R y H
Por ejemplo, el parámetro hfe especificado en la sección “Small-Signal Characteristics” de la hoja de característi-
cas es idéntico a la ganancia de corriente en alterna. Mediante símbolos se representa del siguiente modo:
hfe
Las hoja de características especifica un valor mínimo dehfe de 100 y un valor máximo de 400. Por tanto, puede
ser tan pequeña como 100 o tan alta como 400. Estos valores son para una corriente de colector de 1 mA
y una ten-
sión colector-emisor de 10 V.
Otro parámetro h es hie, equivalente a la impedancia de entrada. La hoja de características proporciona un valor
mínimo de hie de 1 k y un valor máximo de 10 k. El parámetro hie está relacionado con los parámetros r de la
siguiente manera:
re
ⴕ ⴝ
h
h

i
f
e
e
(9.13)
Por ejemplo, los valores máximos de hie y hfe son 10 k y 400. Por tanto:
re
10
40
k
0

25
Los dos últimos parámetros h, hre y hoe, no son necesarios en la localización de averías y en el diseño básico.
Otras magnitudes
Otras de las magnitudes enumeradas en la sección “Small-Signal Characteristics” incluyen fT, Cibo, Cobo y NF. La
primera, fT, proporciona información acerca de las limitaciones en alta frecuencia de un 2N3904. La segunda y ter-
cera magnitud, Cibo y Cobo, son las capacidades de entrada y de salida del dispositivo. La última magnitud, NF, es
el factor de ruido, que indica cuánto ruido produce el 2N3904.
La hoja de características de un 2N3904 incluye muchas gráficas, que merece la pena estudiar. Por ejemplo, la
gráfica de la hoja de características etiquetada como current gain (ganancia de corriente) muestra que hfe aumenta
desde aproximadamente 70 hasta 160 cuando la corriente de colector aumenta desde 0,1 mA
hasta 10 mA. Observe
que hfe es aproximadamente igual a 125 cuando la corriente de colector es de 1 mA. Esta gráfica es para un
2N3904 típico a temperatura ambiente. Recuerde que los valores mínimo y máximo dehfe eran 100 y 400, respec-
tivamente, por lo que está claro que hfe presentará una variación importante en una fabricación en serie. También
merece la pena recordar que hfe varía con la temperatura.
Examine ahora la gráfica etiquetada como Input Impedance (impedancia de entrada) de la hoja de característi-
cas del 2N3904. Observe quehie disminuye desde aproximadamente 20 k hasta 500 cuando la corriente de co-
lector aumenta desde 0,1 mAhasta 10 mA. La Ecuación (9.13) nos dice cómo calcularre: basta con dividirhie entre
hfe para obtener re. Probemos a realizar este cálculo. Si tomanos los valores de hfe y hie para una corriente de co-
lector de mAde las gráficas de la hoja de características, obtenemos los siguientes valores aproximados:hfe 125
y hie 3,6 k. Aplicando la Ecuación (9.13):
re
3,
1
6
2
k
5

28,8
El valor ideal de re es:
re
2
1
5
m
m
A
V
25
Resumen
SEC. 9.1 AMPLIFICADOR CON
POLARIZACIÓN DE BASE
Un buen acoplamiento se produce
cuando la reactancia del condensador de
acoplo es mucho menor que la resis-
tencia para la frecuencia más baja de la
fuente de alterna. En un amplificador
con polarización de base, la señal de
entrada se acopla a la base. Esto produce
una tensión alterna de colector. La ten-
sión alterna de colector amplificada e
invertida se acopla entonces a la resis-
tencia de carga.
POLARIZACIÓN DE
EMISOR
Un buen desacoplo se produce cuando la
reactancia del condensador de acoplo es
mucho menor que la resistencia para la
frecuencia más baja de la fuente de

292 Capítulo 9
alterna. El punto desacoplado es un
punto de tierra para alterna. Sea en un
amplificador con polarización mediante
de divisor de tensión o con polarización
de emisor con dos alimentaciones, la
señal de alterna se acopla a la base. La
señal alterna amplificada se acopla
entonces a la resistencia de carga.
SEC. 9.3 FUNCIONAMIENTO PARA
PEQUEÑA SEÑAL
La tensión alterna de base tiene una
componente continua y una compo-
nente alterna, que configuran las
componentes continua y alterna de la
corriente de emisor. Una forma de evitar
una distorsión excesiva consiste en
emplear el funcionamiento en pequeña
señal. Esto significa mantener la
corriente alterna de emisor de pico a
pico por debajo de la décima parte de la
corriente continua de emisor.
SEC. 9.4 BETA DE ALTERNA
La beta de alterna de un transistor se
define como la corriente alterna de
colector dividida entre la corriente alter-
na de base. Normalmente, los valores de
la beta de alterna difieren ligeramente
de los valores de la beta de continua. En
el proceso de localizar averías, puede
utilizarse el mismo valor para ambos
parámetros beta. En las hojas de
características, hFE es equivalente a dc y
hfe es equivalente a .
SEC. 9.5 RESISTENCIA EN
ALTERNA DEL DIODO
DE EMISOR
La tensión base-emisor de un transistor
tiene una componente continua VBEQ y
una componente alterna vbe. La tensión
alterna base-emisor establece una
corriente alterna de emisor ie. La resis-
tencia en alterna del diodo de emisor se
define como vbe dividido entre ie. Mate-
máticamente, podemos demostrar que la
resistencia en alterna del diodo de
emisor es igual a 25 mV dividido entre la
corriente continua de emisor.
SEC. 9.6 DOS MODELOS
DE TRANSISTOR
En lo que se refiere a las señales de
alterna, un transistor puede reempla-
zarse por cualquiera de dos circuitos
equivalentes: el modelo en o el modelo
en T. El modelo en indica que la
impedancia de entrada de la base es re.
SEC. 9.7 ANÁLISIS DE UN
AMPLIFICADOR
La forma más simple de analizar un
amplificador consiste en dividir el aná-
lisis en dos partes: un análisis de conti-
nua y un análisis de alterna. En el análisis
de continua, los condensadores se consi-
deran circuitos abiertos. En el análisis
de alterna, los condensadores se conside-
ran cortocircuitos y las alimentaciones
continuas se consideran puntos de tierra
de alterna.
SEC. 9.8 PARÁMETROS DE
ALTERNA EN LA HOJA
DE CARACTERÍSTICAS
Los parámetros h se utilizan en las hojas
de características porque son más fáciles
de medir que los parámetros r . Los
parámetros r son más fáciles de emplear
en el análisis porque podemos utilizar la
ley de Ohm y otras ideas básicas. Los
parámetros más importantes de la hoja
de características son hfe y hie, que
pueden convertirse fácilmente en y re.
Definiciones
(9.1) Buen acoplamiento:
XC 0,1R
(9.2) Ganancia de tensión:
AV
(9.5) Buen desacoplo:
XC 0,1R
R
C
vin
TIERRA DE
ALTERNA
vout

vin
AV
vin vout
R
C
vin
(9.6) Pequeña señal:
ie(pp) 0,1IEQ
(9.7) Ganancia de corriente en continua:
dc
(9.8) Ganancia de corriente en alterna:

i
i
b
c

ie
ic
ib
IE
IC
IB IC

IB
BE
V
E
I
IEQ
ie(pp)

(9.9) Resistencia en alterna:
re
v
i
b
e
e

ie
–
+
vbe
ic
re
(9.11) Impedancia de entrada:
zin(base)
v
i
b
b
e

–
+
vbe
zin(base)
ib
Derivaciones
(9.3) Tensión alterna de salida:
vout Avvin
(9.10) Resistencia en alterna:
re
ic
re
25 mV

IE
vin vout
AV
(9.4) Tensión alterna de entrada:
vin
zin(base) re
ic
zin(base)
ßre
vout

Av
vin vout
AV
Cuestiones
1. En continua, la corriente en un cir-
cuito de acoplo es
a. cero
b. máxima
c. mínima
d. media
2. La corriente en un circuito de aco-
plo para altas frecuencias es
a. cero
b. máxima
c. mínima
d. media
3. Un condensador de acoplo es
a. un cortocircuito en continua
b. un circuito abierto en alterna
c. un circuito abierto en continua y
un cortocircuito en alterna
d. un cortocircuito en continua y
un abierto en alterna
4. En un circuito de desacoplo, el
terminal superior de un conden-
sador es
a. un circuito abierto
b. un cortocircuito
c. tierra de alterna
d. tierra física
5. El condensador que produce un
punto de tierra para alterna se
denomina
a. condensador de desacoplo
b. condensador de acoplo
c. circuito abierto en continua
d. circuito abierto en alterna
6. Los condensadores de un amplifi-
cador en emisor común aparecen
como
a. circuitos abiertos en alterna
b. cortocircuitos en continua
c. circuitos abiertos para continua
d. cortocircuitos para alterna
7. Reducir todas las fuentes de con-
tinua a cero es uno de los pasos
para obtener el circuito
a. equivalente de continua
b. equivalente de alterna
c. amplificador completo
d. de polarización mediante divisor
de tensión
8. El circuito equivalente de alterna
se deriva del circuito original
cortocircuitando
a. todas las resistencias
b. todos los condensadores
c. todas las bobinas
d. todos los transistores
9. Cuando la tensión alterna de base
es demasiado grande, la corriente
alterna de emisor es
a. sinusoidal
b. constante
c. distorsionada
d. alternante
10. En un amplificador en emisor co-
mún con una señal de entrada
grande, el semiciclo positivo de la
corriente alterna de emisor es
a. igual al semiciclo negativo
b. menor que el semiciclo negativo
c. mayor que el semiciclo negativo
d. igual que el semiciclo negativo
11. La resistencia en alterna de emisor
es igual a 25 mV dividido entre la
a. corriente continua de base
b. corriente continua de emisor
c. corriente alterna de emisor
d. variación de la corriente de
colector

294 Capítulo 9
12. Para reducir la distorsión en un
amplificador en emisor común, se
reduce la
a. corriente continua de emisor
b. tensión base-emisor
c. corriente de colector
d. tensión alterna de base
13. Si la tensión alterna en el diodo de
emisor es is 1 mV y la corriente
alterna de emisor es 100 A, la
resistencia en alterna del diodo de
emisor es
a. 1
b. 10
c. 100
d. 1 k
14. Una gráfica de la corriente alterna
de emisor en función de la tensión
alterna base-emisor se aplica a
a. la resistencia
b. el diodo de emisor
c. el diodo de colector
d. la fuente de alimentación
15. La tensión de salida de un amplifi-
cador en emisor común está
a. amplificada
b. invertida
c. desfasada 180° respecto de la
entrada
16. En el emisor de un amplificador en
emisor común no hay tensión al-
terna debido
a. a la tensión continua en él
b. al condensador de desacoplo
c. al condensador de acoplo
d. a la resistencia de carga
17. La tensión en la resistencia de carga
de un amplificador en emisor co-
mún con condensador de acoplo es
a. continua y alterna
b. sólo continua
c. sólo alterna
d. ni continua ni alterna
18. La corriente alterna de colector es
aproximadamente igual a la
a. corriente alterna de base
b. corriente alterna de emisor
c. corriente de la fuente de alterna
POLARIZACIÓN DE BASE
9.1 En la Figura 9.24, ¿cuál es la frecuencia más baja para la que
existe un buen acoplamiento?
9.2 Si la resistencia de carga se cambia a 1 k en el circuito de
la Figura 9.24, ¿cuál es la frecuencia más baja para la que se
produce un buen acoplamiento?
9.3 Si el valor del condensador se cambia a 100 F en el circuito
de la Figura 9.24, ¿cuál es la frecuencia más baja para la que
se produce un buen acoplamiento?
9.4 Si la frecuencia de entrada más baja del circuito de la Figura
9.24 es 100 Hz, ¿cuál es el valor de C necesario para
conseguir un buen acoplamiento?
SEC. 9.2 AMPLIFICADOR CON POLARIZACIÓN
DE EMISOR
9.5 En la Figura 9.25, ¿cuál es la frecuencia más baja para la que
existe un buen desacoplo?
9.6 Si la resistencia serie se cambia a 10 k en el circuito de la
Figura 9.25, ¿cuál es la frecuencia más baja para la que se
produce un buen desacoplo?
9.7 Si el valor del condensador se cambia a 47 F en el circuito
de la Figura 9.25, ¿cuál es la frecuencia más baja para la que
se produce un buen desacoplo?
Figura 9.24
Figura 9.25
9.8 Si la frecuencia de entrada más baja del circuito de la Figura
9.25 es 1 kHz, ¿cuál es el valor de C necesario para conseguir
un buen desacoplo?
SEC. 9.3 FUNCIONAMIENTO EN PEQUEÑA SEÑAL
9.9 Si en el circuito de la 9.26 establecemos el funcionamiento
para pequeña señal, ¿cuál es la máxima corriente alterna de
emisor que se puede permitir?
220 µF
3 V
R1 A
2,2 k
+
–
R2
10 kΩ
2 V 10 k
47 µF
d. corriente del desacoplo de
alterna
19. La corriente alterna de emisor por
la resistencia en alterna de emisor
es igual a
a. la tensión continua de emisor
b. la tensión alterna de base
c. la tensión alterna de colector
d. la tensión de alimentación
20. La corriente alterna de colector es
igual a la corriente de alterna de
base por
a. la resistencia en alterna de colec-
tor
b. la ganancia de corriente en
continua
c. la ganancia de corriente en
alterna
d. la tensión del generador
21. Cuando la resistencia de emisor RE
se duplica, la resistencia en alterna
de emisor
a. aumenta
b. disminuye
c. no varía
d. no se puede determinar
Problemas

9.10 La resistencia de emisor del circuito de la Figura 9.26 se
duplica. En operación de pequeña señal, ¿cuál es la máxima
corriente alterna de emisor permisible?
SEC. 9.4 BETA DE ALTERNA
9.11 Si una corriente alterna de base de 100 A produce una
corriente alterna de colector de 15 mA, ¿cuál es la beta de
alterna?
9.12 Si la beta de alterna es igual a 200 y la corriente de alterna
de base es igual a 12,5 A, ¿cuál es la corriente alterna de
colector?
9.13 Si la corriente alterna de colector es 4 mA y la beta de
alterna es 100, ¿cuál es la corriente alterna de base?
SEC. 9.5 RESISTENCIA EN ALTERNA
DEL DIODO DE EMISOR
9.14 ¿Cuál es la resistencia en alterna del diodo de emisor de la
Figura 9.26?
9.15 Si la resistencia de emisor en el circuito de la Figura 9.26 se
duplica, ¿cuál es la resistencia en alterna del diodo de
emisor?
SEC. 9.6 DOS MODELOS DE TRANSISTOR
9.16 ¿Cuál es la impedancia de entrada del circuito de base en la
Figura 9.26 si 200?
9.23 Alguien construye el circuito de la Figura 9.24. El cons-
tructor no puede comprender por qué se mide una tensión
continua muy pequeña en la resistencia de 10 k cuando la
tensión de la fuente es de 2 V a frecuencia cero. Puede
explicar qué está ocurriendo.
9.24 Suponga que se encuentra en el laboratorio probando el
circuito de la Figura 9.25. A medida que la frecuencia del
generador aumenta, la tensión en el nodo A disminuye
hasta que es demasiado pequeña como para poder medirla.
Si se continúa incrementando la frecuencia hasta por
encima de los 10 MHz, la tensión en el nodo A comienza a
aumentar. Puede explicar qué está ocurriendo.
9.25 En la regla para conseguir un buen acoplamiento, R repre-
senta toda la resistencia conectada en serie con el conden-
sador de acoplo. Teniendo esto en cuenta, ¿cuál es la
frecuencia más baja para la que se obtiene un buen
acoplamiento en el circuito de la Figura 9.27a?
9.26 ¿Cuál es la frecuencia más baja para obtener un buen
acoplamiento en la Figura 9.27b? (Consejo: resistencia de
Thevenin).
9.17 Si en el circuito de la Figura 9.26 se duplica la resistencia de
emisor, ¿cuál es la impedancia de entrada de la base con
200?
9.18 Si la resistencia de 1,2 k se cambia a 680 en el circuito
de la Figura 9.26, ¿Cuál es la impedancia de entrada de la
base si 200?
SEC. 9.7 ANÁLISIS DE UN AMPLIFICADOR
9.19 Dibuje el circuito equivalente de alterna para el circuito de la
Figura 9.26 con 150.
9.20 Duplique el valor de todas las resistencias de la Figura 9.26.
A continuación, dibuje el circuito equivalente de alterna
para una ganancia de corriente en alterna de 300.
SEC. 9.8 PARÁMETROS DE ALTERNA EN
LA HOJA DE CARACTERÍSTICAS
9.21 ¿Cuáles son los valores mínimo y máximo especificados en
la sección “Small-Signal Characteristics” de la Figura 9.23
para el parámetro hfe de un 2N3903? ¿Para qué corriente de
colector se proporcionan estos valores? ¿Para qué tempera-
tura están dados estos valores?
9.22 Utilice la hoja de características del 2N3904. ¿Cuál es el
valor típico de re que se puede calcular a partir de los
parámetros h, si el transistor opera con una corriente de
colector de 5 mA? ¿Es menor o mayor que el valor ideal de
re calculado con la expresión 25 mV/IE?
330
470
2 mV
6,8 k
1,5 k
1,2 k
15 V
–
+
Figura 9.26

296 Capítulo 9
9.27 En el amplificador de dos etapas de la Figura 9.28, ¿cuál es
la impedancia de entrada de la primera base si la ganancia
de corriente en alterna es 250? Si el segundo transistor
tiene 100, ¿cuál es la impedancia de entrada de la
segunda base?
9.28 Dibuje el circuito equivalente de alterna del circuito de la
Figura 9.28, utilizando 200 para ambos transistores.
6. Dibuje los modelos de alterna de un transistor que se han
estudiado en este capítulo. Explique cómo utilizarlos.
7. ¿Por qué es importante polarizar un transistor cerca del punto
central de la recta de carga en alterna?
8. ¿Por qué se utilizan modelos de alterna para los transistores?
¿Cuáles son los modelos más comúnmente utilizados?
9. Compare los condensadores de acoplo y de desacoplo.
10. ¿Cuál es la diferencia entre y dc?
11. Si tiene un circuito con polarización mediante divisor de
tensión y la resistencia de colector está en circuito abierto,
¿qué ocurrirá con la tensión alterna de salida?
9.29 En la Figura 9.26, la resistencia de Thevenin vista por el
condensador de desacoplo es de 30 . Si se supone que el
emisor está conectado a un punto de tierra de alterna para
un rango de frecuencias de 20 Hz a 20 kHz, ¿cuál es el valor
que debería tener el condensador de desacoplo?
1. ¿Por qué se utilizan condensadores de acoplo y de desacoplo?
2. Deseo que dibuje un amplificador con polarización de base y
sus formas de onda. A continuación, deseo que me explique
cómo amplifica el circuito y por qué las diferentes formas de
onda tienen niveles de tensión continua y alterna como debe
indicar en sus esquemas.
3. Deseo que dibuje un amplificador con polarización mediante
divisor de tensión con sus formas de onda. A continuación,
explíqueme las diferentes formas de onda.
4. Dígame todo lo que sepa sobre la resistencia en alterna del
diodo de emisor.
5. Explíqueme qué es la operación para pequeña señal. Incluya
esquemas en su explicación.
30 k 20 k 40 k 40 k
4 k
10 µF
A
2 µF
1 k
+10 V
10 k
(a) (b)
Figura 9.27
1-mV
PICO
+10 V
1 k
10 k
3,6 k 3,6 k
10 k
2,2 k
2,2 k
1 k 1 k
1,5 k
Figura 9.28

1. a
2. b
3. c
4. c
5. a
6. d
7. b
9.1 C 1 F
9.2 C 33 F
9.3 ie(pp) 86,7 App
9.6 re 28,8
8. b
9. c
10. c
11. b
12. d
13. b
14. b
15. d
16. b
17. c
18. b
19. b
20. c
21. a

298
Este capítulo continúa ocupándose de los amplificadores en emisor
común y expone cómo calcular la ganancia de tensión y las tensiones
alternas de los elementos del circuito. Esto es importante a la hora de
localizar averías, porque se pueden medir las tensiones alternas para
ver si están razonablemente de acuerdo con los valores teóricos. Este
capítulo también se ocupa de la impedancia de entrada, los amplifica-
dores multietapa y la realimentación negativa. Las configuraciones del
amplificador en colector común y en base común se estudiarán en el
Capítulo 11.
Capítulo
1
0

299
10.2 El efecto de carga de la
impedancia de entrada
10.4 Amplificador con resistencia de
emisor sin desacoplar
10.5 Realimentación en dos etapas
Objetivos
capaz de:
■ Explicar las características más
im-portantes del amplificador en
emisor común.
■ Demostrar cómo calcular y predecir
la ganancia de tensión de un ampli-
ficador en emisor común.
■ Explicar cómo funciona el amplifi-
cador con resistencia de emisor sin
desacoplar y enumerar tres de sus
ventajas.
■ Dibujar un diagrama de un ampli-
ficador en emisor común de dos
etapas.
■ Describir dos problemas relacionados
con condensadores que pueden
producirse en el amplificador en
emisor común.
■ Detectar averías en los circuitos
amplificadores en emisor común.
amplificador multietapa
amplificador con resistencia
de emisor sin desacoplar
conexión en cascada
ganancia de tensión
ganancia total de tensión
realimentación de dos etapas
realimentación de emisor en
alterna
resistencia de colector en
alterna
resistencia de realimentación
Vocabulario

La Figura 10.1a muestra un amplificador polarizado mediante divisor de tensión. La ganancia de tensión se ha
definido como la tensión alterna de salida dividida entre la tensión alterna de entrada. Con esta definición pode-
mos deducir otra ecuación para la ganancia de tensión que resulta útil en los procesos de detección de averías.
Derivación a partir del modelo en ␲
La Figura 10.1b muestra el circuito equivalente de alterna utilizando el modelo en del transistor. La corriente al-
terna de base ib circula a través de la impedancia de entrada de la base ( re
). Aplicando la ley de Ohm, podemos
escribir:
vin ibre

En el circuito de colector, la fuente de corriente bombea una corriente alternaic a través de la conexión en paralelo
de RC y RL. Por tanto, la tensión alterna de salida es igual a:
vout ic(RC 储 RL) ib(RC 储 RL)
Ahora, podemos dividir vout entre vin para obtener:
AV
v
v
o
i
u
n
t

ib(
i
R
b
C
r
储
e

RL)

Figura 10.1 (a) Amplificador en emisor común. (b) Circuito equivalente de alterna con el modelo en . (c) Circuito equivalente de alterna
con el modelo en T.
+VCC
RL
RC
R1
R2
RE
vout
vin
vout
R1
vin
(a)
(b)
(c)
R2
R1 R2
vin
ib
ie
ic
RC RL
vout
ic
RC RL
re

ßre

300 Capítulo 10

lo que se simplifica a:
AV

(RC
r
储
储
e

RL)

(10.1)
Resistencia de colector en alterna
En la Figura 10.1b, la resistencia total de carga en alterna vista por el colector es el paralelo de RC y RL. Esta re-
sistencia total se denomina resistencia de colector en alterna y se simboliza mediante rc. Como definición:
rc
RC 储
储 RL (10.2)
Ahora podemos volver a escribir la Ecuación (10.1) como:
AV

r
r
e
c

(10.3)
Dicho con palabras: la ganancia de tensión es igual a la resistencia de colector en alterna dividida entre la resis-
tencia en alterna del diodo de emisor.
Derivación a partir del modelo en T
Cualquier modelo de transistor que se emplee proporcionará los
mismos resultados. Más adelante, utilizaremos el modelo en T al
analizar los amplificadores diferenciales. Por cuestiones prácticas,
ahora vamos a deducir la ecuación de la ganancia de tensión utili-
zando el modelo en T.
La Figura 10.1 c muestra el circuito equivalente utilizando el
modelo en T del transistor. La tensión de entrada vin aparece en re
.
Aplicando la ley de Ohm, podemos escribir:
vin iere

En el circuito de colector , la fuente de corriente bombea una co-
rriente alterna ic a través de la resistencia de colector. Por tanto, la
tensión alterna de salida es igual a:
vout icrc
Ahora podemos dividir vout entre vin para obtener:
AV
v
v
o
i
u
n
t

i
i
e
c
r
r
e
c

Dado que ic ⬇ ie, podemos simplificar la ecuación como sigue:
AV
r
r
e
c

Ésta es la misma ecuación que se ha obtenido con el modelo en .
Se aplica a todos los amplificadores en emisor común, porque todos
tienen una resistencia de colector en alterna rc y un diodo de emisor
con una resistencia en alterna re
.
INFORMACIÓN ÚTIL
La ganancia de corriente Ai de un
amplificador en emisor común es
igual a la relación entre la corriente
de salida iout y la corriente de
entrada iin. Sin embargo, la corriente
de salida no es ic, como en principio
se podría pensar. La corriente de
salida iout es la corriente que fluye
por la carga RL. La ecuación para Ai
se deriva como sigue:
Ai
o
Ai Vout/Vin Zin/RL
Puesto que Av Vout/Vin, entonces Ai
puede definirse como
Ai Av Zin/RL.
Vout/RL

Vin/Zin
Amplificadores de tensión 301
Ejemplo 10.1
¿Cuál es la ganancia de tensión en el circuito de la Figura 10.2a? ¿Y la tensión de salida en la resistencia de carga?
SOLUCIÓN La resistencia de colector en alterna es:
rc RC 储 RL (3,6 k 储 10 k) 2,65 k

Figura 10.2 (a) Ejemplo de amplificador con polarización mediante divisor de tensión. (b) Ejemplo de amplificador con
polarización de emisor y dos alimentaciones.
En el Ejemplo 9.2 calculamos una re
de 22,7 . Por tanto, la ganancia de tensión es:
AV
r
r
e
c

2
2
,6
2
5
,7
k

117
La tensión de salida es:
vout AVvin (117)(2 mV) 234 mV
PROBLEMA PRÁCTICO 10.1 En la Figura 10.2a, cambie el valor de RL a 6,8 k y calcule AV.
Ejemplo 10.2
¿Cuál es la ganancia de tensión en el circuito de la Figura 10.2b? ¿Y la tensión de salida en la resistencia de carga?
SOLUCIÓN La resistencia de colector en alterna es:
rc RC 储 RL (3,6 k 储 2,2 k) 1,37 k
La corriente continua de emisor es aproximadamente:
2,2 k
2 mV
1 k
10 k
10 k
3,6 k
+10 V
vout
(a)
10 k
5 mV
10 k
2,2 k
3,6 k
vout
(b)
+9 V
–9 V
302 Capítulo 10

10.2 El efecto de carga de la impedancia de entrada
Hasta el momento, hemos supuesto una fuente de tensión alterna ideal (resistencia de la fuente igual a cero). En
esta sección, vamos a ver cómo la impedancia de entrada de un amplificador puede cargar la fuente de alterna, es
decir, reducir la tensión alterna que aparece en el diodo de emisor.
Impedancia de entrada
En la Figura 10.3a, la fuente de tensión alterna vg tiene una resistencia interna RG (el subíndice g hace referencia a
“generador”, un sinónimo de fuente). Cuando el generador de alterna no es constante, parte de la tensión alterna de
la fuente cae en su resistencia interna. Como resultado, la tensión alterna entre la base y tierra es menor que la
ideal.
Figura 10.3 Amplificador en emisor común. (a) Circuito.
R2
vg
RE
RL
R1
RC
+VCC
(a)
RG
zin(etapa) zin(base)
IE
9 V
10

k
0

,7 V
0,83 mA
La resistencia en alterna del diodo de emisor es:
re
30
La ganancia de tensión es:
vout AVvin (45,7)(5 mV) 228 mV
PROBLEMA PRÁCTICO 10.2 En la Figura 10.2b, cambie la resistencia de emisor RE de 10 k a 8,2 k y
calcule la nueva tensión de salida vout.
A
r
r
V
c
e
=
′
= =
1 37
45 7
,
,
k
30

25 mV

0,83 mA

304 Capítulo 10
Figura 10.3 (continuación). (b) Circuito equivalente de alterna. (c) Efecto de la impedancia de entrada.
El generador de alterna tiene que excitar a la impedancia de entrada de la etapa
zin(etapa). Esta impedancia de entrada
incluye los efectos de las resistencia de polarización R1 y R2, en paralelo con la impedancia de entrada de la base
zin(base). La Figura 10.3b ilustra esta idea. La impedancia de entrada de la etapa es igual a:
zin(etapa) R1 储 R2 储 re

Ecuación de la tensión de entrada
Cuando el generador no es constante, la tensión alterna de entrada
vin de la Figura 10.3c es menor que vg.Aplicando
el teorema del divisor de tensión, podemos escribir:
(10.4)
Esta ecuación es válida para cualquier amplificador. Después de calcular o estimar la impedancia de entrada de la
etapa, podemos determinar cuál es la tensión de entrada. Nota: el generador es constante cuando RG es menor que
0,01zin(etapa).
v
z
R z
v
G
g
in
in(etapa)
in(etapa)
ⴝ
ⴙ
R1
vg R2
(b)
RC RL
RG
zin(etapa)
zin(etapa)
vg
RG
ic
vin
(c)
ßre

Ejemplo 10.3
En la Figura 10.4, el generador de alterna tiene una resistencia interna de 600. ¿Cuál es la tensión de salida en el
circuito de la Figura 10.4 si 300?
SOLUCIÓN He aquí las magnitudes que hemos calculado en los ejemplos anteriores: re
22,7 y AV 117.
Utilizaremos estos valores para resolver el problema.
Cuando 300, la impedancia de entrada de la base es:
zin(base) (300)(22,7 ) 6,8 k
La impedancia de entrada de la etapa es:
zin(etapa) 10 k 储 2,2 k 储 6,8 k 1,42 k

Aplicando la Ecuación (10.4), podemos calcular la tensión de entrada:
vin 2 mV 1,41 mV
Ésta es la tensión alterna que aparece en la base del transistor, equivalente a la tensión alterna que cae en el diodo
de emisor. La tensión de salida amplificada es igual a:
vout AVvin (117)(1,41 mV) 165 mV
PROBLEMA PRÁCTICO 10.3 Cambie el valor de RG en el circuito de la Figura 10.4 a 50 y obtenga la nueva
tensión de salida amplificada.
Ejemplo 10.4
Repita el ejemplo anterior para 50.
SOLUCIÓN Cuando 50, la impedancia de entrada de la base disminuye a:
zin(base) (50)(22,7 ) 1,14 k
La impedancia de entrada de la etapa disminuye a:
zin(etapa) 10 k 储 2,2 k 储 1,14 k 698
Utilizando la Ecuación (10.4), podemos calcular la tensión de entrada:
vin
600
698
698
2 mV 1,08 mV
La tensión de salida es igual a:
Este ejemplo ilustra cómo la ganancia de corriente en alterna del transistor puede cambiar la tensión de salida.
Cuando disminuye, la impedancia de entrada de la base disminuye, la impedancia de entrada de la etapa dismi-
nuye, y también disminuyen la tensión de entrada y la tensión de salida.
PROBLEMA PRÁCTICO 10.4 En el circuito de la Figura 10.4, cambie el valor de a 400 y calcule la tensión
de salida.
1,42 k

600 1,42 k
2,2 k
2 mV
1 k
10 k
10 k
3,6 k
+10 V
600
vout

306 Capítulo 10
Para obtener una mayor ganancia de tensión podemos crear unamplificador multietapa conectando en cascada dos
o más etapas amplificadoras. Esto quiere decir que hay que utilizar la salida de la primera etapa como entrada para la
segunda. A su vez, la salida de la segunda etapa se puede emplear como entrada de la tercera etapa, y así sucesiva-
mente.
Ganancia de tensión de la primera etapa
La Figura 10.5a muestra un amplificador de dos etapas. La señal de salida amplificada e invertida de la primera
etapa se acopla a la base de la segunda etapa. La salida amplificada e invertida de la segunda etapa se acopla a la
resistencia de carga. La señal que hay en la resistencia de carga está en fase con el generador de señal. La razón de
ello es que cada etapa invierte la señal 180°. Por tanto, dos etapas invierten la señal 360°, lo que es equivalente a
0° (señales en fase).
Ganancia de tensión de la segunda etapa
La Figura 10.5b muestra el circuito equivalentedealterna. Observe que la impedancia deentradade la segunda etapa
carga la primera. En otras palabras, la impedancia zin de la segunda etapa está en paralelo con la resistencia RC de
la primera etapa. La resistencia de colector en alterna de la primera etapa es:
Primera etapa: rc RC 储 zin(etapa)
La ganancia de tensión de la primera etapa es:
AV1

RC 储 z
r
i
e

n(etapa)

Figura 10.5 (a) Amplificador de dos etapas. (b) Circuito equivalente de alterna.
vg
R1
R2
R1
R2
RC
RE
RC
RE
RL
+VCC
RG
(a)
zin(etapa)
vg
(b)
RC
RG
ic RC RL
ic
zin(etapa)

Ganancia de tensión de la segunda etapa
La resistencia de colector en alterna de la segunda etapa es:
Segunda etapa: rc RC 储 RL
y la ganancia de tensión es:
AV2

RC
r
储
e

RL

Ganancia total de tensión
La ganancia total de tensión del amplificador está dada por el producto de las ganancias individuales:
AV
(AV1
)(AV2
) (10.5)
Por ejemplo, si cada etapa tiene una ganancia de tensión de 50, la ganancia total de tensión es 2500.
Ejemplo 10.5
¿Cuál es la tensión alterna de colector en la primera etapa del circuito de la Figura 10.6? ¿Y
la tensión alterna de sa-
lida en la resistencia de carga?
SOLUCIÓN La impedancia de entrada de la primera base es:
zin(base) (100)(22,7 ) 2,27 k
La impedancia de entrada de la primera etapa es:
zin(etapa) 10 k 储 2,2 k 储 2,27 k 1 k
La señal de entrada a la primera base es:
vin 1 mV 0,625 mV
La impedancia de entrada de la segunda base es la misma que la de la primera etapa:
zin(etapa) 10 k 储 2,2 k 储 2,27 k 1 k
Esta impedancia de entrada es la resistencia de carga de la primera etapa. En otras palabras, la resistencia de colec-
tor en alterna de la primera etapa es:
rc 3,6 k 储 1 k 783
1 k

600 1 k
1 mV
PP
10 k
2,2 k
10 k
2,2 k
ß = 100 ß = 100
3,6 k 3,6 k
10 k
+10 V
600
1 k 1 k

308 Capítulo 10
La ganancia de tensión de la primera etapa es:
AV1
34,5
Por tanto, la tensión alterna de colector en la primera etapa es:
vc AV1
vin (34,5)(0,625 mV) 21,6 mV
La resistencia de colector en alterna de la segunda etapa es:
rc 3,6 k 储 10 k 2,65 k
y la ganancia de tensión es:
AV2
117
Por tanto, la tensión alterna de salida en la resistencia de carga es:
vout AV2
vb2
(117)(21,6 mV) 2,52 V
Otra forma de calcular la tensión final de salida utilizando la ganancia total de tensión es:
AV (34,5)(117) 4037
La tensión alterna de salida en la resistencia de carga es:
vout AVvin (4037)(0,625 mV) 2,52 V
PROBLEMA PRÁCTICO 10.5 En la Figura 10.6, cambie la resistencia de carga de la segunda etapa de 10 k
a 6,8 k y calcule la tensión final de salida.
2,65 k

22,7
783

22,7
10.4 Amplificador con resistencia de emisor sin desacoplar
La ganancia de tensión de un amplificador en emisor común varía con la corriente de reposo, las variaciones de tem-
peratura y la sustitución del transistor, porque estas magnitudes varían re
y .
Realimentación de emisor en alterna
Una forma de estabilizar la ganancia de tensión consiste en dejar parte de la resistencia de emisor sin desacoplar ,
como se muestra en la Figura 10.7a, produciendo una realimentación de emisor en alterna. Cuando la corriente
alterna de emisor fluye a través de la resistencia de emisor sin desacoplarre, aparece una tensión alterna enre. Esto
produce una realimentación negativa (descrita en el Capítulo 8). La tensión alterna en re se opone a las variacio-
nes de la ganancia de tensión. La resistencia sin desacoplarre se denomina resistencia de realimentación, porque
tiene una tensión alterna que se opone a la ganancia de tensión.
Por ejemplo, supongamos que la corriente alterna de colector aumenta porque la temperatura aumenta. Esto pro-
ducirá una tensión de salida más grande, pero también producirá una caída de tensión alterna mayor enre. Dado que
vbe es igual a la diferencia entre vin y ve, un aumento de ve hará que vbe disminuya y, en consecuencia, la corriente al-
terna de colector disminuirá. Dado que se opone al incremento original de la corriente alterna de colector, tenemos
una realimentación negativa.
La Figura 10.7b muestra el circuito equivalente de alterna con el modelo enT del transistor. Evidentemente, la co-
rriente alterna de emisor debe fluir a través de re
y re. Aplicando la ley de Ohm, podemos escribir:
vin ie(re re
) vb

Figura 10.7 (a) Amplificador con resistencia de emisor sin desacoplar. (b) Circuito equivalente de alterna.
En el circuito de colector, la fuente de corriente bombea una corriente alterna ic a través de la resistencia de colec-
tor en alterna. Por tanto, la tensión alterna de salida es igual a:
vout icrc
Ahora podemos dividir vout entre vin para obtener:
AV
v
v
o
i
u
n
t

ie(re
icrc
re
)

v
v
b
c

Puesto que ic ⬇ ie, podemos simplificar la ecuación para obtener:
AV

re
rc
re

(10.6)
Cuando re es mucho mayor que re
, la ecuación anterior se simplifica como sigue:
AV

r
r
c
e

(10.7)
Esta expresión nos dice que la ganancia de tensión es igual a la resistencia de colector en alterna dividida entre la
resistencia de realimentación. Dado quere
ya no aparece en la ecuación de la ganancia de tensión, quiere decir que
no tiene efecto sobre la ganancia de tensión.
Esto es un ejemplo de amplificador en emisor común con resistencia de emisor sin desacoplar, en el que se hace
un valor mucho mayor que otro con el fin eliminar las variaciones del segundo de ellos. En la Ecuación (10.6), un
valor grande de re minimiza las variaciones de re
. El resultado es una ganancia de tensión estable, que no varía con
las variaciones de la temperatura o la sustitución del transistor.
R1
R2
RL
RC
re
RE
+VCC
(a)
vin
(b)
RC RL
ic
vin R1 R2
re
re

ib

Impedancia de entrada de la base
La realimentación negativa no sólo estabiliza la ganancia de tensión, sino que también aumenta la impedancia de
entrada de la base. En la Figura 10.7b, la impedancia de entrada de la base es:
zin(base)
v
i
i
b
n

Aplicando la ley de Ohm al diodo de emisor de la Figura 10.7b, podemos escribir:
vin ie(re re
)
Sustituimos esta ecuación en la anterior y obtenemos:
zin(base)
v
i
i
b
n

ie(re
ib
re
)

Dado que ie ⬇ ic, la ecuación anterior se convierte en:
zin(base)
␤(re re

) (10.8)
En un amplificador con resistencia de emisor sin desacoplar, esta expresión se simplifica como sigue:
zin(base)
␤re (10.9)
Esto quiere decir que la impedancia de entrada de la base es igual a la ganancia de corriente por la resistencia de
realimentación.
Menor distorsión con señales grandes
La no linealidad de la curva del diodo de emisor es el origen de la distorsión de las señales grandes. Desacoplando
el diodo de emisor, reducimos el efecto que tiene sobre la ganancia de tensión. A su vez, esto reduce la distorsión
que se produce cuando se trabaja con señales grandes.
Dicho de otra manera: sin la resistencia de realimentación, la ganancia de tensión es:
AV
r
r
e
c

Puesto que re
es sensible a la corriente, su valor varía cuando hay una señal grande. Esto significa que la ganancia
de tensión varía durante el ciclo de una señal grande. En otras palabras, las variaciones dere
son la causa de la dis-
torsión cuando se trabaja con señales grandes.
Sin embargo, con la resistencia de realimentación, la ganancia de tensión en este tipo de amplificador es:
AV
r
r
c
e

Puesto que en esta expresión no aparece re
, la distorsión de señales grandes se ha eliminado. Por tanto, un amplifica-
dor con resistencia de emisor sin desacoplar tiene tres ventajas: estabiliza la ganancia de tensión, aumenta la impe-
dancia de entrada de la base y reduce la distorsión de las señales grandes.
310 Capítulo 10
Ejemplo 10.6
¿Cuál es la tensión de salida en la resistencia de carga del ejemplo mostrado en la Figura 10.8 si 200? Ignore
re
en los cálculos.
SOLUCIÓN La impedancia de entrada de la base es:
zin(base) re (200)(180 ) 36 k
zin(etapa) 10 k 储 2,2 k 储 36 k 1,71 k
La tensión alterna de entrada de la base es:
vin 50 mV 37 mV
1,71 k

600 1,71 k

Figura 10.8 Ejemplo de una sola etapa.
AV
r
r
e
c
14,7
vout (14,7)(37 mV) 544 mV
PROBLEMA PRÁCTICO 10.6 En la Figura 10.8, cambie el valor de a 300 y halle la tensión de salida en la
carga de 10 k .
2,65 k

180

312 Capítulo 10
Ejemplo 10.7
Repita el ejemplo anterior, pero incluye esta vez re
en los cálculos.
SOLUCIÓN La impedancia de entrada de la base es:
zin(base) (re re
) (200)(180 22,7 ) 40,5 k
zin(etapa) 10 k 储 2,2 k 储 40,5 k 1,72 k
la tensión alterna de entrada a la base es:
vin 50 mV 37 mV
AV
re
rc
re

180
2

,65 k
2

2,7
13,1
vout (13,1)(37 mV) 485 mV
Comparando los resultados obtenidos teniendo y sin tener en cuenta re
en los cálculos, podemos ver que el efecto
es muy pequeño en la respuesta final. Esto es lo que se espera conseguir con este tipo de amplificador
. A la hora de
tener que localizar averías, puede suponer que el amplificador está desacoplado cuando se utiliza una resistencia de
realimentación en el emisor. Si se necesita una solución más precisa, puede incluirse re
.
PROBLEMA PRÁCTICO 10.7 Compare el valor calculado de vout con el valor medido utilizando el programa
de simulación de circuitos.
Ejemplo 10.8
¿Cuál es la tensión de salida en el circuito de la Figura 10.9 si 200? Ignore re
en los cálculos.
Figura 10.9 Ejemplo de amplificador de dos etapas.
2,2 k
2,2 k
10 k
3,6 k 10 k
180
600
820
+10 V
1 mV
10 k
3,6 k
180
820
1,72 k

600 1,72 k

10.5 Realimentación en dos etapas
Un amplificador con resistencia de emisor sin desacoplar es un ejemplo de circuito de realimentación de una sola
etapa, que funciona razonablemente para estabilizar la ganancia de tensión, aumentar la impedancia de entrada y
reducir la distorsión. La realimentación en dos etapas funciona incluso mejor.
Idea básica
La Figura 10.10 muestra un amplificador de dos etapas con realimentación. La primera etapa tiene una resistencia
de emisor sin desacoplar re. La segunda es una etapa en emisor común con el emisor conectado a tierra de alterna,
con el fin de producir la máxima ganancia de esta etapa. La señal de salida se acopla de nuevo a través de una re-
sistencia de realimentación rf al emisor de la primera. Gracias al divisor de tensión, la tensión alterna entre el pri-
mer emisor y tierra es:
ve
rf
re
re
vout
La idea clave en la que se basa el funcionamiento de la realimentación en dos etapas es la siguiente: supo-
nemos que un incremento de la temperatura hace que la tensión de salida aumente. Puesto que parte de la ten-
sión de salida se aplica al emisor de la primera etapa, ve aumenta. Esto hace que disminuyan vbe y vc en la pri-
mera etapa y también vout. Por el contrario, si la tensión de salida disminuye, vbe y vout aumentan.
SOLUCIÓN En el Ejemplo 10.6, hemos calculado zin(base) 36 k y zin(etapa) 1,71 k. La primera etapa
tiene estos valores porque sus valores de circuito son los mismos que los del Ejemplo 10.6. La tensión alterna de
entrada a la primera base es:
vin 1 mV 0,74 mV
La impedancia de entrada de la segunda etapa es la misma que en la primera etapa: zin(etapa) 1,71 k. Por tanto,
la resistencia de colector en alterna de la primera etapa es:
rc 3,6 k 储 1,71 k 1,16 k
y la ganancia de tensión de la primera etapa es:
AV1
6,44
La tensión alterna amplificada e invertida en el primer colector y la segunda base es:
vc (6,44)(0,74 mV) 4,77 mV
La segunda etapa tiene una resistencia de colector en alterna de 2,65 k
, que hemos calculado en el Ejemplo 10.6.
Por tanto, tiene una ganancia de tensión de:
AV2
14,7
La tensión de salida final es igual a:
vout (14,7)(4,77 mV) 70 mV
Otra forma de calcular la tensión de salida es utilizando la ganancia total de tensión:
AV (AV1
)(AV2
) (6,44)(14,7) 95
Luego:
2,65 k

180
1,16 k

180
1,71 k

600 1,71 k

Figura 10.10 Amplificador de dos etapas con realimentación.
En cualquier caso, cualquier variación en la tensión de salida se realimenta y la variación amplificada se opone
a la variación original. El efecto global es que la tensión de salida variará mucho menos que si no hubiera reali-
mentación negativa.
En un amplificador de dos etapas con realimentación bien diseñado, la ganancia de tensión viene dada por esta de-
rivación:
AV

r
r
e
f

1 (10.10)
En la mayoría de los diseños, el primer término de esta ecuación es mucho mayor que 1, por lo que la ecuación se
puede simplificar como sigue:
AV
r
r
e
f

Cuando estudiemos los amplificadores operacionales, analizaremos en detalle la realimentación negativa. Por el
momento, vamos a ver qué entendemos por amplificador realimentado bien diseñado.
Lo importante en la Ecuación (10.10) es: la ganancia de tensión sólo depende de las resistencias externas rf y
re. Dado que estas resistencias tienen un valor fijo, la ganancia de tensión es constante.
R2
R1
R2
RC R1
re
RE
+VCC
vin
RL
RC
RE
rf
314 Capítulo 10
Ejemplo 10.9
En el circuito de la Figura 10.11 se utiliza una resistencia variable, que puede tomar valores entre 0 y 10 k
. ¿Cuál
es la ganancia de tensión mínima del amplificador de dos etapas? ¿Y la máxima?
SOLUCIÓN La resistencia de realimentaciónrf es la suma de 1 k y la resistencia ajustable. La ganancia de ten-
sión mínima se obtiene cuando la resistencia variable es cero:
AV
r
r
e
f
10
La ganancia de tensión máxima se obtiene cuando la resistencia variable toma el valor de 10 k:
AV
r
r
e
f
110
11 k

100
1 k

100

Cuando un amplificador de una o dos etapas no funciona, un técnico de reparaciones puede empezar midiendo las
tensiones de continua, incluyendo las fuentes de alimentación de continua. Estas tensiones pueden estimarse men-
talmente como se ha explicado anteriormente y medirse después para ver si son correctas. Si las tensiones conti-
nuas son muy diferentes de las tensiones estimadas, dentro de las posibles averías se incluyen resistencias en
circuito abierto (quemadas), resistencias cortocircuitadas (puentes de soldadura), cableado incorrecto, condensa-
dores cortocircuitados y fallos en los transistores. Un cortocircuito en un condensador de acoplo o de desacoplo
cambiará el circuito equivalente de continua, lo que significa que dará tensiones continuas radicalmente diferentes
de los valores normales.
Si todas las tensiones continuas medidas son correctas, se continúa con la detección de averías considerando
que puede haber algo erróneo en el circuito equivalente de alterna. Si hay una tensión del generador pero no hay
Figura 10.11 Ejemplo de dos etapas con realimentación.
PROBLEMA PRÁCTICO 10.9 En la Figura 10.11, ¿qué valor de la resistencia variable es necesario para
obtener una ganancia de tensión de 50?
Ejemplo 10.10
¿Cómo podría modificarse el circuito de la Figura 10.11 para utilizarlo como un preamplificador de un micrófono
portátil?
SOLUCIÓN La fuente de alimentación continua de 10 V podría reemplazarse por una batería de 9 V y un inte-
rruptor de encendido/apagado. Debe conectarse un conector de micrófono del tamaño apropiado entre el conden-
sador de acoplo de entrada del preamplificador y tierra. Idealmente, el micrófono debería tener una impedancia
dinámica baja. Si se emplea un micrófono de electret, habrá que alimentarlo a partir de la batería de 9V a través de
una resistencia serie. Para conseguir una buena respuesta a bajas frecuencias, los condensadores de acoplo y desa-
coplo tienen que tener reactancias capacitivas bajas. Puede emplearse un valor de 47 F para los condensadores de
acoplo y de 100 F para los condensadores de desacoplo. La car ga de salida de 10 k se puede cambiar por un
potenciómetro de 10 k para variar el nivel de salida. Si se necesita más ganancia de tensión, tendrá que cambiarse
el potenciómetro de realimentación de 10 k por otro más grande. La salida podrá excitar las entradas de
línea/CD/aux/cinta de un amplificador estéreo doméstico. Compruebe las especificaciones de su sistema para ver
la entrada apropiada. Colocando todos los componentes en una pequeña caja metálica y utilizando cables apanta-
llados se reducirá el ruido externo y las interferencias.
3,6 k
+10 V
vin
10 k
3,6 k
1 k
2,2 k
10 k
10 k
1 k
100 2,2 k
1 k 10 k

tensión alterna de base, puede haber algún circuito abierto entre el generador y la base. Quizá un cable de conexión
no está en su sitio o quizá el condensador de acoplo de entrada está en abierto. De forma similar
, si no hay tensión
final de salida pero hay tensión alterna de colector , el condensador de acoplo de salida puede estar en circuito
abierto o puede faltar una conexión.
Normalmente, no hay tensión de alterna entre el emisor y tierra cuando el emisor está conectado a tierra de
alterna. Cuando un amplificador no está funcionando adecuadamente, una de las cosas que comprueba el técnico
de reparaciones con el osciloscopio es la tensión de emisor . Si existe tensión alterna en un emisor desacoplado,
quiere decir que el condensador de desacoplo no está funcionando.
Por ejemplo, un condensador de desacoplo en abierto indica que el emisor ya no está conectado a tierra de
alterna. Por esta razón, la corriente alterna de emisor fluye a través de RE en lugar de a través del condensador de
desacoplo. Esto produce una tensión alterna de emisor que puede verse con el osciloscopio. Por tanto, si ve una
tensión alterna de emisor comparable en tamaño a la tensión alterna de base, compruebe el condensador de desa-
coplo del emisor. Puede ser defectuoso o no estar conectado correctamente.
En condiciones normales, la línea de alimentación es un punto de tierra de alterna debido al condensador del
filtro de la fuente de alimentación. Si el condensador de filtro es defectuoso, el rizado se hace muy grande. Este ri-
zado no deseado llega a la base a través del divisor de tensión. A continuación, se amplifica igual que la señal del
generador. Este rizado amplificado producirá un zumbido de 60 o 120 Hz cuando el amplificador se conecte a un
altavoz. Por tanto, si escucha un zumbido excesivo procedente de un altavoz, uno de los principales sospechosos
será un condensador del filtro en circuito abierto de la fuente de alimentación.
Cuando el amplificador consta de una o dos etapas, es mejor aislar primero la etapa defectuosa utilizando téc-
nicas de trazado o inyección de señales. Por ejemplo, si el amplificador consta de cuatro etapas, divídalo por la
mitad midiendo o inyectando una señal en la salida de la segunda etapa. De este modo, podrá determinar si el pro-
blema se encuentra antes o después de este punto del circuito. Dependiendo del resultado del primer paso, desplace
el siguiente punto para detectar el problema al punto intermedio de la mitad defectuosa. Este método de dividir por
la mitad puede aislar rápidamente una etapa defectuosa.
316 Capítulo 10
Ejemplo 10.11
El amplificador en emisor común de la Figura 10.12 tiene una tensión alterna en la car
ga de cero. Si la tensión con-
tinua de colector es de 6 V y la tensión alterna de colector es 70 mV, ¿cuál es la avería?
SOLUCIÓN Puesto que las tensiones continua y alterna de colector son normales, sólo hay dos componentes
que pueden estar averíados: C2 o RL. Si responde a las cuatro preguntas siguientes referentes a estos componentes,
podrá localizar la avería.
¿Qué ocurre si C2 está cortocircuitado?
¿Qué ocurre si C2 está en circuito abierto?
¿Qué ocurre si RL está cortocircuitada?
¿Qué ocurre si RL está en circuito abierto?
Figura 10.12 Ejemplo de detección de averías.
2,2 k
1 mV
1 k
ß = 100 10 k
10 k 3,6 k
+10 V
600
C3
C2
C1

SEC. 10.1 GANANCIA
DE TENSIÓN
La ganancia de tensión de un ampli-
ficador en emisor común es igual a la
resistencia de colector en alterna divi-
dida entre la resistencia en alterna del
diodo de emisor.
SEC. 10.2 EL EFECTO DE CARGA
DE LA IMPEDANCIA
DE ENTRADA
La impedancia de entrada de la etapa
incluye las resistencias de polarización y
la impedancia de entrada de la base.
Cuando la fuente no es constante com-
parada con esta impedancia de entrada,
Las respuestas son:
Si C2 está cortocircuitado, la tensión continua de colector disminuye de forma significativa.
Si C2 está en circuito abierto se rompe el camino de alterna, pero las tensiones continua y alterna de colector no
varían.
Si RL está cortocircuitada, la tensión alterna de colector desaparece.
Una RL en circuito abierto aumenta de forma significativa la tensión alterna de colector.
La avería es que C2 está en circuito abierto. En sus primeras experiencias en la detección de averías, tendrá que
plantearse este tipo de preguntas para aislar el problema. Una vez que haya adquirido algo de experiencia, el pro-
ceso completo será automático. Un técnico de reparaciones experto encontrará este tipo de avería de forma casi ins-
tantánea.
Ejemplo 10.12
El amplificador en emisor común de la Figura 10.12 tiene una tensión alterna de emisor de 0,75 mV y una tensión
alterna de colector de 2 mV. ¿Cuál es la avería?
SOLUCIÓN Puesto que la detección de averías es un arte, debe plantearse preguntas como las del ejemplo an-
terior, “¿qué ocurre si...?”, para ayudarse a encontrar la avería. Si todavía no ha localizado el problema, empiece
planteándose estas preguntas para cada uno de los componentes. Ahora continúe leyendo.
Independientemente del componente que elija, no llegará a una respuesta que se corresponda con los síntomas
que hemos detectado hasta que se haga estas preguntas:
¿Qué ocurre si C3 está cortocircuitado?
¿Qué ocurre si C3 está en circuito abierto?
Que C3 esté cortocircuitado no produce los síntomas que buscamos, pero sí lo haceC3 en circuito abierto. ¿Por qué?
Porque si C3 está en circuito abierto, la impedancia de entrada de la base es mucho más grande y la tensión alterna
de base aumenta de 0,625 a 0,75 mV. Dado que el emisor ya no está conectado a la tierra de alterna, prácticamente
estos 0,75 mV aparecen en el emisor. Como la ganancia de tensión del amplificador es de 2,65, la tensión alterna de
colector es aproximadamente de 2 mV.
PROBLEMA PRÁCTICO 10.12 En el amplificador en emisor común de la Figura10.12, ¿qué ocurriría con las
tensiones continua y alterna del transistor si el diodo base-emisor del transistor estuviera en circuito abierto?
Resumen
la tensión de entrada es menor que la
tensión de la fuente.
SEC. 10.3 AMPLIFICADORES
MULTIETAPA
La ganancia total de tensión es igual al
producto de las ganancias de tensión
individuales. La impedancia de entrada
de la segunda etapa es la resistencia de
carga de la primera etapa. Dos etapas en
emisor común producen una señal
amplificada y en fase.
RESISTENCIA DE
EMISOR SIN
DESACOPLAR
Dejando parte de la resistencia de emisor
sin desacoplar, obtenemos una realimen-
tación negativa. Esto estabiliza la ganan-
cia de tensión, aumenta la impedancia
de entrada y reduce la distorsión en
señales grandes.
SEC. 10.5 REALIMENTACIÓN
EN DOS ETAPAS
Podemos realimentar la tensión de salida
del colector de la segunda etapa al
emisor de la primera a través de un
divisor de tensión. Esto produce una
realimentación negativa que estabiliza la
ganancia de tensión del amplificador de
dos etapas.

318 Capítulo 10
AVERÍAS
Cuando se trabaja con amplificadores de
una o dos etapas, se empieza por medir
los valores de continua. Si así no se aísla
el problema, debe continuarse con las
medidas de alterna hasta localizar la
avería.
Definición
Derivaciones
(10.2) Resistencia de colector en alterna:
rc RC 储 RL
RL
RC
ic
(10.3) Ganancia de tensión en emisor común:
AV
(10.4) Efecto de carga:
(10.5) Ganancia de tensión de dos etapas:
AV (AV1
)(AV2
)
(10.6) Realimentación de una sola etapa:
AV
rc

re re

rc
ic
re
re

AV1
AV2
vin vout
v
z
R z
v
G
g
in
in(etapa)
in(etapa)
=
+
RG
zin(etapa)
vg vin
rc

re

rc
ic
re

(10.7) Amplificador con resistencia de emisor sin desacoplar:
AV
zin(base) (re re
)
(10.9) Impedancia de entrada sin desacoplar:
zin(base) re
(10.10) Ganancia con realimentación en dos etapas:
AV 1
rf

re
rf
re
vout
ßre
zin(base)
zin(base)
ß(re + re)
rc

re
rc
ic
re

1. El emisor está conectado a tierra
de alterna en
a. una etapa en base común
b. una etapa en colector común
c. una etapa en emisor común
2. La tensión de salida de una etapa
en emisor común desacoplada nor-
malmente es
a. constante
b. dependiente de re

c. pequeña
d. menor que uno
3. La ganancia de tensión es igual a la
tensión de salida dividida entre
a. la tensión de entrada
b. la resistencia de emisor en alterna
c. la resistencia de colector en
alterna
d. la tensión del generador
4. La impedancia de entrada de la
base disminuye cuando
a. aumenta
b. la tensión de alimentación
aumenta
c. disminuye
d. la resistencia de colector en
alterna aumenta
5. La ganancia de tensión es direc-
tamente proporcional a
a.
b. re

c. la tensión continua de colector
alterna
6. Comparada con la resistencia en
alterna del diodo de emisor, la
resistencia de realimentación de
un amplificador con resistencia de
emisor sin desacoplar debe ser
a. más pequeña
b. igual
c. más grande
d. cero
7. Comparada con la etapa en emisor
común, un amplificador con resis-
tencia de emisor sin desacoplar
tiene una impedancia de entrada
que es
a. más pequeña
b. igual
c. más grande
c. la resistencia de emisor de la pri-
mera etapa
d. la impedancia de entrada de la
segunda etapa
15. Si el condensador de desacoplo de
emisor está en circuito abierto, la
tensión alterna de salida
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
d. es igual a cero
emisor está cortocircuitado, la
tensión continua de base
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
d. es igual a cero
17. Si la resistencia de colector está
cortocircuitada, la tensión alterna
de salida
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
d. es igual a cero
18. Si la resistencia de carga está en
circuito abierto, la tensión alterna
de salida
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
d. es igual a cero
19. Si cualquier condensador está
abierto, la tensión alterna de salida
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
d. es igual a cero
20. Si el condensador de acoplo de
entrada está en circuito abierto, la
tensión alterna de entrada
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
d. es igual a cero
21. Si el condensador de desacoplo
está en circuito abierto, la tensión
alterna de entrada en la base
a. disminuye
b. aumenta
d. cero
8. Para reducir la distorsión de una
señal amplificada, se puede au-
mentar la
a. resistencia de colector
b. la resistencia de realimentación
del emisor
c. la resistencia del generador
d. la resistencia de carga
9. El emisor de un amplificador con
resistencia de emisor sin desa-
coplar
a. está conectado a tierra
b. no tiene tensión continua
c. tiene tensión alterna
d. no tiene tensión alterna
10. Un amplificador con resistencia de
emisor sin desacoplar utiliza
a. polarización de base
b. realimentación positiva
c. realimentación negativa
d. un emisor conectado a tierra
11. En un amplificador con resistencia
de emisor sin desacoplar, los efec-
tos del diodo de emisor
a. son importantes para la ganancia
de tensión
b. son críticos para la impedancia
de entrada
c. son significativos en el análisis
d. no son importantes
12. La resistencia de realimentación
a. aumenta la ganancia de tensión
b. reduce la distorsión
c. disminuye la resistencia de
colector
d. disminuye la impedancia de
entrada
13. La resistencia de realimentación
a. estabiliza la ganancia de tensión
b. aumenta la distorsión
c. aumenta la resistencia de
colector
d. disminuye la impedancia de
entrada
14. La resistencia de colector en al-
terna de la primera etapa incluye
a. la resistencia de carga
b. la impedancia de entrada de la
primera etapa
Cuestiones

320 Capítulo 10
c. no varía
d. es igual a cero
22. Si el condensador de acoplo de
salida está en circuito abierto, la
tensión alterna de entrada
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
d. es igual a cero
23. Si la resistencia de emisor está en
de entrada en la base
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
d. es igual a cero
de entrada en la base
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
d. es aproximadamente igual a cero
emisor está cortocircuitado, la ten-
sión alterna de entrada en la base
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
d. es igual a cero
26. Si la impedancia de entrada de la
segunda etapa disminuye, la ga-
nancia de tensión de la primera
etapa
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
d. es igual a cero
27. Si el diodo base-emisor de la
segunda etapa está en circuito
abierto, la ganancia de tensión de
la primera etapa
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
d. es igual a cero
28. Si la resistencia de carga de la
segunda etapa está en circuito
abierto, la ganancia de tensión de
la primera etapa
a. disminuye c. no varía
b. aumenta d. es igual a cero
2,2 k
1 mV
1 k
10 k
10 k
3,6 k
+10 V
Figura 10.13
Problemas
SEC. 10.1 GANANCIA DE TENSIÓN
10.1 La tensión alterna de la fuente de la Figura 10.13 se duplica.
¿Cuál será la tensión de salida?
10.2 Si la resistencia de carga se reduce a la mitad en el circuito
de la Figura 10.13, ¿cuál será la ganancia de tensión?
10.3 En el circuito de la Figura 10.13, la tensión de alimentación
se aumenta a 15 V. ¿Cuál será la tensión de salida?
SEC. 10.2 EL EFECTO DE CARGA
DE LA IMPEDANCIA
DE ENTRADA
10.4 La tensión de alimentación del circuito de la Figura 10.14 se
aumenta a 15 V. ¿Cuál será la tensión de salida?
10.5 Si la resistencia de emisor se duplica en el circuito de la
Figura 10.14, ¿cuál será la tensión de salida?
10.6 Si la resistencia del generador del circuito de la Figura
10.14 se reduce a la mitad, ¿cuál será la tensión de salida?
SEC. 10.3 AMPLIFICADORES MULTIETAPA
10.7 En la Figura 10.15, ¿cuál es la tensión alterna en la base
de la primera etapa? ¿Y en la base de la segunda etapa?
¿y en la resistencia de carga?
10.8 Si en el circuito de la Figura 10.15 la tensión de
alimentación se aumenta a 12 V, ¿cuál es la tensión de
salida?
10.9 Si 300 en el circuito de la Figura 10.15, ¿cuál es la
tensión de salida?

SEC. 10.4 AMPLIFICADOR CON RESISTENCIA DE
EMISOR SIN DESACOPLAR
10.10 La tensión del generador de la Figura 10.16 se reduce a la
mitad. ¿Cuál será la tensión de salida? Ignore re
.
Figura 10.16
50 mV 2,2 k
820
180
600
10 k
3,6 k
10 k
+10 V
ß = 100
10.11 Si la resistencia del generador del circuito de la Figura
10.16 es 50 , ¿cuál será la tensión de salida?
10.12 La resistencia de carga del circuito de la Figura 10.16 se
reduce a 3,6 k. ¿Cuál será la ganancia de tensión?
10.13 La tensión de alimentación en el circuito de la Figura 10.16
se triplica. ¿Cuál será la ganancia de tensión?
SEC. 10.5 REALIMENTACIÓN DE DOS ETAPAS
10.14 Un amplificador con realimentación como el de la Figura
10.10 tiene rf 5 k y re 50 . ¿Cuál será la ganancia
de tensión?
10.15 En un amplificador con realimentación como el de la
Figura 10.11, re 125 . Si desea conseguir una ganancia
de tensión de 100, ¿qué valor deberá tener rf ?
10.16 En la Figura 10.15, el condensador de desacoplo de emisor
de la primera etapa está en circuito abierto. ¿Qué ocurrirá
con las tensiones continuas de la primera etapa? ¿Y con la
tensión alterna de entrada de la segunda etapa? ¿Y con
la tensión final de salida?
10.17 En la Figura 10.15 no hay tensión alterna en la carga. La
tensión alterna de entrada en la segunda etapa son unos
20 mV. Enumere algunas de las posibles averías.
1 mV
2,2 k
1 k
600
10 k
3,6 k
10 k
ß = 100
+10 V
Figura 10.14
1 mV
PP 2,2 k
1 k
600
10 k
3,6 k
2,2 k
1 k
10 k
ß = 100 ß = 100
10 k
3,6 k
+10 V
Figura 10.15

322 Capítulo 10
10.18 En el circuito de la Figura 10.13 se duplican todas las
resistencias. ¿Cuál será la ganancia de tensión?
10.19 Si en el circuito de la Figura 10.14 se duplican todas las
resistencias, ¿cuál será la tensión de salida?
10.20 En el circuito de la Figura 10.15 se duplican todas las
resistencias. ¿Cuál será la tensión de salida?
10.21 Si en el circuito de la Figura 10.15 se desconecta la
resistencia de carga, ¿ cuál será la resistencia de Thevenin
de la segunda etapa?
VG
1 mV
R2
2,2 k RE
1 k
RG
600
R1
10 k
RC
3,6 k
RL
10 k
+VCC (10 V)
C1
C2
C3
E
B
C
1,8
1,8
1,83
1,1
1,8
1,1
0
1,83
2,1
1,8
0
3,4
1,8
VB
1,1
1,1
1,13
0,4
1,1
0,4
0
0
2,1
1,1
0
2,7
1,1
VE
6
6
10
10
6
0,5
0
10
2,1
6
10
2,8
6
VC
0,6 mV
0
0,75 mV
0
0,6 mV
0
0,75 mV
0,75 mV
0
0
0,8 mV
0
0,75 mV
vb
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0,75 mV
ve
73 mV
0
0
0
0
98 mV
0
0
0
0
0
0
1,93 mV
vc
OK
T1
T2
T3
T4
T6
T7
T8
T9
T10
T11
T12
T5
Utilice la Figura 10.17 para los siguientes problemas:
10.22 Localice las averías 1 a 4.
1. Dibuje un amplificador con polarización mediante divisor de
tensión. A continuación, dígame cómo funciona. Incluya en
sus explicaciones la ganancia de tensión y la impedancia de
entrada.
2. Dibuje un amplificador con resistencia de emisor sin
desacoplar. ¿Cuál es su ganancia de tensión y su impedancia
de entrada? ¿Por qué estabiliza la ganancia de tensión?
3. En un amplificador multietapa, ¿qué efecto tiene la impe-
dancia de entrada de una etapa sobre la etapa anterior? ¿Cuál
es el efecto de una variación de ?
4. ¿Cuáles son las tres mejoras que introduce la realimentación
negativa en un amplificador?
5. Se desea que un circuito como el de la Figura 10.12 funciones
hasta 0 Hz. ¿qué cambios tendría que realizar?
6. ¿Qué efecto tiene una resistencia sin desacoplar de emisor
sobre la ganancia de tensión?
7. ¿Qué características son deseables en un amplificador de
audio? ¿Por qué?
8. ¿Qué es una resistencia de emisor sin desacoplar? ¿Para qué
sirve?
9. Si no se proporciona ningún valor de , ¿qué valor razonable
puede suponer un técnico?
10. Explíqueme la utilidad de los condensadores en los ampli-
ficadores de tensión multietapa.
11. ¿Qué es una resistencia de emisor sin desacoplar? Enumere
tres de las mejoras que aporta

1. c
2. b
3. a
4. c
5. d
6. c
7. c
8. b
9. c
10. c
11. d
12. b
13. a
14. d
15. a
16. a
17. d
18. b
19. a
20. d
21. b
22. c
23. b
24. a
25. a
26. a
27. b
28. c
10.1 AV 104
10.2 Vout 277 mV
10.3 Vout 226 mV
10.4 Vout 167 mV
10.5 Vout 2,24 V
10.6 Vout 547 mV
10.7 El valor calculado es aproximadamente igual al obtenido con
el programa de simulación de circuitos.
10.9 rf 4,9 k
10.12 VB aumentaría ligeramente. VE 0 V y VC 10 V. Las
medidas de alterna mostrarían un ligero incremento de Vin en
la base, junto con ningún valor de alterna en el emisor ni en
el colector.

Capítulo
1
1
Cuando la resistencia de carga es pequeña comparada con la
resistencia de colector, la ganancia de tensión de una etapa en emisor
común disminuye y el amplificador puede comenzar a sobrecargarse.
Una forma de evitar la sobrecarga consiste en utilizar un amplificador
en colector común o un seguidor de emisor. Este tipo de amplificador
tiene una alta impedancia de entrada y puede excitar resistencias de
carga pequeñas. Además de los seguidores de emisor, este capítulo
presenta los amplificadores Darlington, la regulación de tensión
mejorada y los amplificadores en base común.
324

325
acoplo directo
amplificador en base común
amplificador en colector común
conexión Darlington
Darlington complementario
par Darlington
seguidor de emisor
seguidor de zener
separador
transistor Darlington
Vocabulario
11.1 Amplificador en colector común
11.2 Impedancia de salida
11.3 Etapas en emisor común y en
colector común conectadas en
cascada
11.4 Conexiones Darlington
11.5 Regulación de tensión
11.6 Amplificador en base común
Objetivos
capaz de:
n Dibujar un diagrama de un seguidor
de emisor y describir sus ventajas.
n Analizar un seguidor de emisor
operando en alterna y en continua.
n Describir el propósito de los
amplificadores en emisor común y
en colector común conectados en
cascada.
n Establecer la ventajas de un
transistor Darlington.
n Dibujar un esquemático para un
seguidor de zener y explicar cómo
aumenta la corriente de salida por la
carga de un regulador zener.
n Analizar un amplificador en base
común operando en continua y en
alterna.
n Comparar las características de los
amplificadores en emisor común, en
colector común y en base común.

11.1 Amplificador en colector común
El seguidor de emisor también se denomina amplificador en colector-común (CC). La señal de entrada se aco-
pla a la base y la señal de salida se toma del emisor.
Idea básica
La Figura 11.1a muestra un seguidor de emisor. Dado que el colector está conectado a tierra de alterna, el circuito
es un amplificador en colector común. La tensión de entrada se acopla a la base, lo que establece una corriente al-
terna de emisor y produce una tensión alterna en la resistencia de emisor
. Esta tensión alterna se acopla entonces a
la resistencia de carga.
La Figura 11.1b muestra la tensión total entre la base y tierra. Tiene una componente continua y una compo-
nente alterna. Como puede ver, la tensión alterna de entrada alcanza la tensión de reposo de la baseVBQ. De forma
similar, la Figura 11.1c muestra la tensión total entre el emisor y tierra. Esta vez, la tensión alterna de entrada está
centrada en la tensión de reposo de emisor VEQ.
La tensión alterna de emisor se acopla a la resistencia de carga. Esta tensión de salida se muestra en la Figura
11.1d, una tensión alterna pura. Esta tensión de salida está en fase con, y es aproximadamente igual a, la tensión
de entrada. La razón por la que este circuito se denomina seguidor de emisor es porque la tensión de salida sigue
a la tensión de entrada.
Figura 11.1 Seguidor de emisor y formas de onda.
vin RL
RE
R2
R1
+VCC
( )
b
( )
a
VB
VBQ
( )
c
t t
VE
VEQ
( )
d
vout
( )
e
t
t
VC
VCC
326 Capítulo 11

Puesto que no hay una resistencia de colector , la tensión total
entre el colector y tierra es igual a la tensión de alimentación. Si vi-
sualizamos la tensión de colector en un osciloscopio, veremos una
tensión continua constante, como la mostrada en la Figura 1 1.1e.
No hay señal alterna en el colector porque es un punto de tierra de
alterna.
Realimentación negativa
Al igual que un amplificador con resistencia de emisor sin desaco-
plar, el seguidor de emisor utiliza realimentación negativa. Pero en
el seguidor de emisor, la realimentación negativa es masiva ya que
la resistencia de realimentación es igual a la resistencia de emisor
completa. En consecuencia, la ganancia de tensión es extremada-
mente estable, la distorsión es prácticamente inexistente y la impe-
dancia de entrada de la base es muy alta. Pero esto tiene un pequeño
inconveniente: el valor máximo de la gananciade tensión es 1.
Resistencia en alterna de emisor
En la Figura 11.1a, la señal de alterna que sale del emisor ve la re-
sistencia RE en paralelo con RL. Definimos la resistencia de emisor en alterna como sigue:
re ⴝ RE
RL (11.1)
Ésta es la resistencia externa de emisor en alterna, que es diferente de la resistencia interna de emisor en alterna
re
⬘.
La Figura 11.2a muestra el circuito equivalente de alterna con el modelo enT. Aplicando la ley de Ohm, podemos
escribir las dos ecuaciones siguientes:
vout ⫽ iere
vin ⫽ ie(re ⫹ re
⬘)
Dividiendo la primera ecuación entre la segunda, obtenemos la ganancia de tensión del seguidor de emisor:
AV ⴝ ᎏ
re ⴙ
re
re
⬘
ᎏ (11.2)
Normalmente, un diseñador hará que re sea mucho mayor que re
⬘, de modo que la ganancia de tensión sea (aproxi-
madamente) igual a 1. Éste es el valor que se utilizará en los análisis preliminares y en los procesos de detección
de averías.
Figura 11.2 Circuitos equivalentes de alterna del seguidor de emisor.
vin vout
re
(b)
ß(re + re
⬘)
R1 R2
vin R1 R2
vout
re
(a)
re
⬘
Amplificadores en colector común y en base común 327
INFORMACIÓN ÚTIL
En algunos circuitos seguidor de
emisor, se utiliza una pequeña resis-
tencia de colector para limitar la
corriente continua de colector en el
transistor, en caso de que se produz-
ca un cortocircuito entre el emisor y
tierra. Si se utiliza una RC pequeña,
el colector tendrá un condensador de
desacoplo conectado a tierra. El
pequeño valor de RC sólo afectará
ligeramente a la operación en conti-
nua del circuito y nada en absoluto a
la operación en alterna del mismo.

¿Por qué se denomina seguidor de emisor a un amplificador si su ganancia
de tensión es igual a 1?Porque tiene una ganancia de corriente de␤. Las etapas
finales de un sistema tienen que generar más corriente porque, normalmente,
la carga final es una impedancia pequeña. El seguidor de emisor puede gene-
rar corrientes de salida grandes para car gas de baja impedancia. En resumen,
aunque no es un amplificador de tensión, el seguidor de emisor es un amplifi-
cador de corriente o de potencia.
Impedancia de entrada de la base
La Figura 11.2b muestra el circuito equivalente de alterna utilizando el modelo
en ␲ del transistor. En lo que se refiere a la impedancia de entrada de la base,
el funcionamiento es el mismo que en un amplificador con resistencia de emi-
sor sin desacoplar. La ganancia de corriente transforma la resistencia total de
emisor multiplicándola por un factor␤. Por tanto, la derivación es idéntica a la
obtenida para el amplificador con resistencia de emisor sin desacoplar:
zin(base) ⴝ ␤(re ⴙ re
ⴕ) (11.3)
A la hora de tener que localizar averías, podemos suponer que re es mucho
mayor que re
⬘, lo que significa que la impedancia de entrada es aproximada-
mente igual a ␤re.
La ventaja más importante del seguidor de emisor es el aumento de impedancia. Con un seguidor de emisor
pueden utilizarse las pequeñas resistencia de carga que sobrecargarían a un amplificador en emisor común, porque
aumentan la impedancia y evitan la sobrecarga.
Impedancia de entrada de la etapa
Cuando la fuente de alterna no es constante, parte de la señal alterna se perderá en la resistencia en alterna. Si de-
seamos calcular el efecto de la resistencia interna, tendremos que usar la impedancia de entrada de la etapa, que
está dada por:
zin(etapa) ⴝ R1
R2
␤(re ⴙ re
ⴕ) (11.4)
Con la impedancia de entrada y la resistencia de fuente, podemos utilizar el divisor de tensión para calcular la ten-
sión de entrada que llega a la base. Los cálculos son los mismos que los realizados en los capítulos anteriores.
Ejemplo 11.1
¿Cuál es la impedancia de entrada de la base en el circuito de la Figura 1
1.3 si ␤ ⫽ 200? ¿Cuál es la impedancia de
entrada de la etapa?
SOLUCIÓN Puesto que cada una de las resis-
tencias del divisor de tensión tienen un valor de 10
k⍀, la tensión continua de la base es la mitad de la
tensión de alimentación, es decir 5 V. La tensión
continua de emisor es 0,7 V menor, es decir, 4,3 V.
La corriente continua de emisor es 4,3 V dividido
entre 4,3 k⍀, es decir, 1 mA. Por tanto, la resis-
tencia en alterna del diodo de emisor es:
re
⬘ ⫽ ᎏ
2
1
5
m
m
A
V
ᎏ ⫽ 25 ⍀
La resistencia externa de emisor en alterna es el
equivalente paralelo de RE y RL, que es:
re ⫽ 4,3 k⍀ 10 k⍀ ⫽ 3 k⍀
VG
1 V
RG
600 ⍀
R2
10 k⍀
R1
10 k⍀
RL
10 k⍀
RE
4,3 k⍀
+10 V
328 Capítulo 11
INFORMACIÓN ÚTIL
En la Figura 11.3, las resistencias de
polarización R1 y R2 reducen zin a un
valor que no es muy diferente del de
un amplificador en emisor común con
una resistencia de emisor sin desaco-
plar. Esta desventaja se compensa en la
mayoría de los diseños de seguidor de
emisor simplemente no utilizando las
resistencias de polarización R1 y R2. En
su lugar, el seguidor de emisor se
polariza en continua mediante la etapa
que le excita.

Puesto que el transistor tiene una ganancia de corriente en alterna de 200, la impedancia de entrada de la base es:
zin(base) ⫽ 200(3 k⍀ ⫹ 25 ⍀) ⫽ 605 k⍀
La impedancia de entrada de la base aparece en paralelo con las dos resistencias de polarización. La impedan-
cia de entrada de la etapa es:
zin(etapa) ⫽ 10 k⍀ 10 k⍀ 605 k⍀ ⫽ 4,96 k⍀
Puesto que 605 k⍀ es mucho mayor que 5 k⍀, normalmente, los técnicos de reparaciones aproximan la impedan-
cia de entrada de la etapa sólo al paralelo de las resistencia de polarización:
zin(etapa) ⫽ 10 k⍀ 10 k⍀ ⫽ 5 k⍀
PROBLEMA PRÁCTICO 11.1 Hallar la impedancia de entrada de la base y de la etapa, utilizando la Figura
11.3, si ␤ cambia a 100.
Ejemplo 11.2
Suponiendo una ␤ de 200, ¿cuál es la tensión alterna de entrada al seguidor de emisor de la Figura 11.3?
SOLUCIÓN La Figura 11.4 muestra el circuito equivalente de al-
terna. La tensión alterna de base aparece en zin. Puesto que la impe-
dancia de entrada de la etapa es grande comparada con la resistencia
del generador, la mayor parte de la tensión del generador aparece en
la base. Aplicando el teorema del divisor de tensión:
vin ⫽ ᎏ
5 k⍀
5
⫹
k⍀
600 ⍀
ᎏ 1 V ⫽ 0,893 V
PROBLEMA PRÁCTICO 11.2 Si el valor de ␤ es 100, hallar la tensión alterna de entrada en la Figura 11.3.
Ejemplo 11.3
¿Cuál es la ganancia de tensión del seguidor de emisor de la Figura 1
1.5? Si ␤ ⫽ 150, ¿cuál es la tensión alterna en
la carga?
SOLUCIÓN La tensión continua de base es la
mitad de la tensión de alimentación:
VB ⫽ 7,5 V
La corriente continua de emisor es:
y la resistencia en alterna del diodo de emisor es:
re
⬘ ⫽ ᎏ
3
2
,0
5
9
m
m
V
A
ᎏ ⫽ 8,09 ⍀
La resistencia en alterna de emisor es:
re ⫽ 2,2 k⍀ 6,8 k⍀ ⫽ 1,66 k⍀
La ganancia de tensión es igual a:
AV ⫽ ⫽ 0,995
1,66 k⍀
ᎏᎏ
1,66 k⍀ + 8,09 ⍀
IE = =
6 8
2 2
3 09
,
,
,
V
k
mA
Ω
VG
1 V
RG
600 ⍀
R2
4,7 k⍀
R1
4,7 k⍀
RL
6,8 k⍀
RE
2,2 k⍀
+15 V
VG
1 V
zin
5 k⍀ re
3,03 k⍀
RG
600 ⍀

11.2 Impedancia de salida
La impedancia de salida de un amplificador es la misma que su impedancia de Thevenin. Una de las ventajas de
un seguidor de emisor es su baja impedancia de salida.
Como se ha estudiado en anteriores cursos de electrónica, la máxima transferencia de potencia se produce
cuando la impedancia de carga está adaptada (son iguales) a la impedancia de fuente (Thevenin). En ocasiones,
cuando se desea tener la máxima potencia en la carga, el diseñador puede adaptar la impedancia de carga a la im-
pedancia de salida de un seguidor de emisor. Por ejemplo, la baja impedancia de un altavoz puede adaptarse a la
impedancia de salida de un seguidor de emisor para suministrar la máxima potencia al altavoz.
Idea básica
La Figura 11.6a muestra un generador de alterna que excita a un amplificador. Si la fuente no es constante, parte
de la tensión alterna cae en la resistencia interna RG. En este caso, necesitamos analizar el divisor de tensión mos-
trado en la Figura 11.6b para obtener la tensión de entrada vin.
Se puede aplicar una idea similar a la salida del amplificador. En la Figura 11.6c, podemos aplicar el teorema
de Thevenin en los terminales de car ga. Mirando hacia atrás, hacia el amplificador , vemos una impedancia de
salida zout. En el circuito equivalente de Thevenin, esta impedancia de salida forma un divisor de tensión con la
Figura 11.6 Impedancias de entrada y de salida.
(a) (b)
AMPLIFICADOR RL
vg
RG
vg
RG
zin
(c) (d)
AMPLIFICADOR RL RL
vg
RG
zout
zout
zin vin
vth vout
330 Capítulo 11
La impedancia de entrada de la base es:
zin(base) ⫽ 150(1,66 k⍀ ⫹ 8,09 ⍀) ⫽ 250 k⍀
Este valor es mucho más grande que el de las resistencias de polarización. Por tanto, una buena aproximación de la
impedancia de entrada del seguidor de emisor es:
zin(etapa) ⫽ 4,7 k⍀ 4,7 k⍀ ⫽ 2,35 k⍀
La tensión alterna de entrada es:
vin ⫽ 1 V ⫽ 0,797 V
La tensión alterna de salida es:
vout ⫽ 0,995(0,797 V) ⫽ 0,793 V
PROBLEMA PRÁCTICO 11.3 Repita el Ejemplo 11.3 utilizando un valor para RG de 50 ⍀.
2,35 k⍀
ᎏᎏ
600 ⍀ + 2,35 k⍀

Figura 11.7 Impedancia de salida de la etapa en emisor común.
resistencia de carga, como se muestra en la Figura 1 1.6d. Si zout es mucho menor que RL, la fuente de salida es
constante y vout es igual a vth.
Amplificadores en emisor común
La Figura 11.7a muestra el circuito equivalente de alterna para el lado de la salida de un amplificador en emisor
común. Al aplicar el teorema de Thevenin, obtenemos el circuito de la Figura 11.7b. En otras palabras, la impedan-
cia de salida que ve la resistencia de car ga es RC. Dado que la ganancia de tensión de un amplificador en emisor
común depende de RC, un diseñador no puede hacer RC demasiado pequeña sin perder ganancia de tensión. Dicho
de otra manera, es muy difícil obtener una impedancia de salida pequeña con un amplificador en emisor común.
Por ello, los amplificadores en emisor común no son adecuados para excitar resistencias de car ga pequeñas.
Seguidor de emisor
La Figura 11.8a muestra el circuito equivalente de alterna de un seguidor de emisor
. Cuando aplicamos el teorema
de Thevenin al punto A, obtenemos el circuito de la Figura 1 1.8b. La impedancia de salida zout es mucho menor
que la que se puede obtener con un amplificador en emisor común y es igual a:
zout ⴝ RE

re
ⴕ ⴙ ᎏ
RG
R
␤
1
R2
ᎏ
(11.5)
La impedancia del circuito de base es RG R1 R2. La ganancia
de corriente del transistor reduce esta impedancia en un factor␤. El
efecto es similar al que obtenemos con un amplificador con resis-
tencia de emisor sin desacoplar, excepto en que nos movemos de la
base hacia el emisor. Por tanto, conseguimos una reducción de la
impedancia en lugar de un aumento. La menor impedancia de
(RG R1 R2)/␤ está en serie con re
⬘, como se indica en la Ecuación
(11.5).
Funcionamiento ideal
En algunos diseños, las resistencias de polarización y la resistencia
en alterna del diodo de emisor son despreciables. En este caso, la
impedancia de salida de un seguidor de emisor puede aproximarse
como:
zout ⴝ ᎏ
R
␤
G
ᎏ (11.6)
Esto nos lleva a la idea clave de un seguidor de emisor: reduce la impedancia de la fuente de alterna en un factor
␤. Como resultado, el seguidor de emisor permite construir fuentes de alterna constantes. En lugar de emplear una
fuente de alterna constante que maximice la tensión en la carga, un diseñador puede preferir maximizar la poten-
cia en la carga. En ese caso, en lugar de diseñar para tener:
zout ⬍⬍ RL (fuente de tensión constante)
el diseñador seleccionará los valores para obtener:
zout ⫽ RL (máxima transferencia de potencia)
RC RL RL
ic vth
RC
vout
(a) (b)
INFORMACIÓN ÚTIL
Los transformadores también se
pueden utilizar para adaptar
impedancias entre la fuente y la
carga. Mirando el transformador,
zin ⫽
2
RL
Np
ᎏ
Ns

Figura 11.8 Impedancia de salida del seguidor de emisor.
De esta forma, el seguidor de emisor puede suministrar la máxima potencia a una impedancia de car
ga baja, como
por ejemplo un altavoz estéreo. Básicamente, eliminando el efecto deRL en la tensión de salida, el circuito se com-
porta como una etapa separadora entre la entrada y la salida.
La Ecuación (11.6) es una fórmula ideal. Puede utilizarla para obtener un valor aproximado de la impedancia
de salida de un seguidor de emisor. En circuitos discretos, la ecuación normalmente sólo proporciona una estima-
ción de la impedancia de salida. No obstante, su uso es adecuado en la detección de averías y los análisis prelimi-
nares. Cuando sea necesario, puede utilizar la Ecuación (11.5) para obtener un valor preciso de la impedancia de
salida.
R1
RG
RE RL
R2
re
⬘
A
(a)
RL
A
vth vout
zout
(b)
332 Capítulo 11
Ejemplo 11.4
Estimar la impedancia de salida del seguidor de emisor de la Figura 11.9a.
SOLUCIÓN Idealmente, la impedancia de salida es igual a la resistencia del generador dividida entre la ganan-
cia de corriente del transistor:
zout ⫽ ᎏ
60
3
0
00
⍀
ᎏ ⫽ 2 ⍀
La Figura 11.9b muestra el circuito de salida equivalente. La impedancia de salida es mucho menor que la resis-
tencia de carga, por lo que la mayor parte de la señal aparece en la resistencia de carga. Como puede ver, la fuente
de salida de la Figura 11.9b es casi constante porque la relación entre las resistencia de carga y de fuente es de 50.
10 k⍀
1 VPP
100 ⍀
ß = 300
100 ⍀
10 k⍀
+30 V
600 ⍀
(a)
2 ⍀
100 ⍀
vth
(b)

PROBLEMA PRÁCTICO 11.4 En la Figura 11.9, cambie la resistencia de fuente a 1 k ⍀ y calcule el valor
aproximado de zout.
Ejemplo 11.5
Calcule la impedancia de salida en el circuito de la Figura 11.9a utilizando la Ecuación (11.5).
SOLUCIÓN La tensión de base en reposo es aproximadamente:
VBQ ⫽ 15 V
Ignorando VBE, la corriente de emisor en reposo es aproximadamente:
IEQ ⫽ ᎏ
1
1
0
5
0
V
⍀
ᎏ ⫽ 150 mA
La resistencia en alterna del diodo de emisor es:
re
⬘ ⫽ ⫽ 0,167 ⍀
La impedancia que ve la base es:
RG R1 R2 ⫽ 600 ⍀ 10 k⍀ 10 k⍀ ⫽ 536 ⍀
La ganancia de corriente reduce la impedancia anterior a:
ᎏ
RG R
␤
1 R2
ᎏ ⫽ ᎏ
53
3
6
00
⍀
ᎏ ⫽ 1,78 ⍀
que está en serie con re
⬘, y es la impedancia que ve el emisor:
re
⬘ ⫹ ᎏ
RG R
␤
1 R2
ᎏ ⫽ 0,167 ⍀ ⫹ 1,78 ⍀ ⫽ 1,95 ⍀
Ésta última está en paralelo con la resistencia de emisor en continua, por lo que la impedancia de salida es:
zout ⫽ RE re
⬘ ⫹ ᎏ
RG R
␤
1 R2
ᎏ⫽ 100 ⍀ 1,95 ⍀ ⫽ 1,91 ⍀
Esta precisa respuesta es enormemente próxima a la respuesta ideal de 2 ⍀. Este resultado es típico de muchos
diseños. Para la localización de averías y los análisis preliminares puede utilizar el método ideal para estimar la im-
pedancia de salida.
PROBLEMA PRÁCTICO 11.5 Repita el Ejemplo 11.5 utilizando un valor para RG de 1 k⍀.
25 mV
ᎏ
150 mA
11.3 Etapas en emisor común y en colector común
conectadas en cascada
Para ilustrar el funcionamiento como separador de un amplificador en colector común, supongamos que tenemos
una resistencia de carga de 270 ⍀. Si tratamos de acoplar la salida de un amplificador en emisor común directa-
mente a esta resistencia de carga, podemos sobrecargar el amplificador. Una forma de evitar esta sobrecarga con-
siste en utilizar un seguidor de emisor entre el amplificador en emisor común y la resistencia de car
ga. La señal se
puede acoplar capacitivamente (es decir, mediante condensadores de acoplo) o se puede acoplar directamente,
como se muestra en la Figura 11.10.
Como puede ver, la base del segundo transistor se conecta directamente al colector del primer transistor . De
este modo, la tensión continua de colector del primer transistor se utiliza para polarizar al segundo transistor
. Si la
ganancia de corriente en continua del segundo transistor es 100, la resistencia en continua que ve la base del se-
gundo transistor es Rin ⫽ 100 (270 ⍀) ⫽ 27 k⍀.

Figura 11.10 Etapa de salida con acoplo directo.
Puesto que 27 k⍀ es grande comparada con 3,6 k⍀, la tensión continua de colector de la primera etapa sólo se
ve ligeramente distorsionada.
En la Figura 11.10, la salida de tensión amplificada de la primera etapa excita al seguidor de emisor y aparece
en la resistencia final de carga de 270 ⍀. Sin el seguidor de emisor, los 270 ⍀ sobrecargarían la primera etapa, pero
con el seguidor de emisor , el efecto de su impedancia se ve incrementado en un factor ␤. En lugar de aparecer
como 270 ⍀, ahora parecen 27 k⍀ tanto en el circuito equivalente de continua como en el de alterna.
Esto demuestra cómo un seguidor de emisor puede actuar como un separador entre una salida de alta impe-
dancia y una carga de baja resistencia.
–
+
VG
Carga
270 ⍀
10 k⍀
2,2 k⍀
600 ⍀
3,6 k⍀
680 ⍀
VCC = 10 V
334 Capítulo 11
Ejemplo 11.6
¿Cuál es la ganancia de tensión de la etapa en emisor en común del circuito de la Figura 11.10 para una ␤ de 100?
SOLUCIÓN La tensión continua de base de la etapa en emisor común es de 1,8 V y la tensión continua de emi-
sor es de 1,1 V. La corriente continua de emisor es IE ⫽ ᎏ
6
1
8
,1
0
V
⍀
ᎏ ⫽ 1,61 mA y la resistencia en alterna del diodo de
emisor es r⬘
e ⫽ ᎏ
1
2
,6
5
1
m
m
V
A
ᎏ ⫽ 15,5 ⍀. A continuación, necesitamos calcular la impedancia de entrada del seguidor de
emisor. Puesto que no hay resistencias de polarización, la impedancia de entrada es igual a la impedancia de entrada
que ve la base:zin ⫽ (100)(270 ⍀) ⫽ 27 k⍀. La resistencia en alterna de colector del amplificador en emisor común
es rc ⫽ 3,6 k⍀ || 27 k⍀ ⫽ 3,18 k⍀ y la ganancia de tensión de esta etapa es Av ⫽ ᎏ
3
1
,1
5
8
,5
k
⍀
⍀
ᎏ ⫽ 205
PROBLEMA PRÁCTICO 11.6 Utilizando la Figura 11.10, hallar la ganancia de tensión de la etapa en emisor
común para ␤ igual a 300.
Ejemplo 11.7
Suponga que se elimina el seguidor de emisor del circuito de la Figura 11.10 y se utiliza un condensador para aco-
plar la señal alterna a la resistencia de carga de 270 ⍀. Cómo se ve afectada la ganancia de tensión del amplifica-
dor en emisor común?
SOLUCIÓN El valor de r⬘
e no varía en la etapa de emisor común, luego es 15,5 ⍀, pero la resistencia en alterna
de colector es mucho más pequeña. Veamos esto, la resistencia en alterna de colector es el paralelo de la resistencia
de 3,6 k⍀ con 270 ⍀: rc ⫽ 3,6 k⍀ || 270 ⍀ ⫽ 251 ⍀.

Puesto que es mucho más pequeña, la ganancia de tensión disminuye a Av ⫽
PROBLEMA PRÁCTICO 11.7 Repita el Ejemplo 11.7 utilizando una resistencia de carga de 100 ⍀.
251
15 5
16 2
⍀
⍀
,
, .
=
Esto demuestra los efectos de sobrecargar un amplificador en emisor común. La resistencia de carga deberá ser
mucho mayor que la resistencia de colector en continua para obtener la máxima ganancia de tensión.Tenemos justo
lo contrario, la resistencia de car ga (270 ⍀) es mucho más pequeña que la resistencia de colector en continua
(3,6 k⍀).
11.4 Conexiones Darlington
Una conexión Darlington es una conexión de dos transistores cuya ganancia de corriente total es igual al producto
de las ganancias de corriente individuales. Dado que su ganancia de corriente es muy alta, una conexión Darling-
ton puede tener una impedancia de entrada muy alta y puede producir corrientes de salida muy grandes. Las cone-
xiones Darlington a menudo se emplean en reguladores de tensión, amplificadores de potencia y aplicaciones de
conmutación de alta corriente.
Par Darlington
La Figura 11.11a muestra un par Darlington. Puesto que la corriente de emisor de Q1 es la corriente de base de
Q2, el par Darlington tiene una ganancia total de corriente de:
␤ ⴝ ␤1␤2 (11.7)
Por ejemplo, si cada transistor tiene una ganancia de corriente de 200, la ganancia total de corriente es:
␤ ⫽ (200)(200) ⫽ 40.000
Los fabricantes de semiconductores pueden incluir un par Darlington dentro de un mismo encapsulado, como
se muestra en la Figura 1
1.11b. Este dispositivo, conocido comotransistor Darlington, se comporta como si fuera
un solo transistor con una ganancia de corriente muy alta. Por ejemplo, el 2N6725 es un transistor Darlington con
una ganancia de corriente de 25.000 para 200 mA. Otro ejemplo es el TIP102, que es un Darlington de potencia
con una ganancia de corriente de 1000 para 3 A.
Esto se muestra en la hoja de características de la Figura 11.12. Observe que este dispositivo utiliza un encap-
sulado tipo TO-220 y que tiene resistencias base-emisor en paralelo integradas, además de un diodo interno. Estos
componentes internos deben tenerse en cuenta cuando se prueba el dispositivo con un óhmetro.
El análisis de un circuito utilizando un transistor Darlington es prácticamente idéntico al análisis de un segui-
dor de emisor. En el transistor Darlington, puesto que hay dos transistores, habrá dos caídas de tensiónVBE. La co-
rriente de base de Q2 es la misma que la corriente de emisor de Q1. Además, la impedancia de entrada en la base
de Q1 puede calcularse mediante la relación zin(base) ␤1␤2re o así:
zin(base)
␤re (11.8)
Figura 11.11 (a) Par Darlington. (b) Transistor Darlington. (c) Darlington complementario.
(a)
Q1
Q2
(b) (c)
Q1
Q2

336 Capítulo 11
Figura 11.12 Transistor Darlington. (Cortesía de Fairchild Semiconductor Corporation)

Ejemplo 11.8
Si cada uno de los transistores del circuito de la Figura 1
1.13 tiene un valor de beta de 100, ¿cuál es la ganancia total
de corriente, la corriente de base de Q1 y la impedancia de entrada en la base de Q1?
SOLUCIÓN La corriente de ganancia total se calcula como sigue:
␤ ⫽ ␤1␤2 ⫽ (100)(100) ⫽ 10.000
La corriente continua de emisor de Q2 es:
IE2 ⫽ ⫽ 143 mA
La corriente de emisor de Q1 es igual a la corriente de base de Q2, luego
IE1 ⫽ IB2 ⫽ ⫽ 1,43 mA
La corriente de base de Q1 es:
IB1 ⫽ ⫽ ⫽ 14,3 ␮A
Para hallar la impedancia de entrada en la base de Q1, primero calculamos re, la resistencia de emisor en alterna:
1,43 mA
ᎏ
100
IE1
ᎏ
␤1
143 mA
ᎏ
100
IE2
ᎏ
␤2
10 V ⫺ 1,4 V
ᎏᎏ
60 ⍀
20 k⍀
10 k⍀
vin 60 ⍀ 30 ⍀
+15 V
600 ⍀
Q1
Q2
Darlington complementario
La Figura 11.11c muestra otra conexión Darlington denominada
Darlington complementario, una conexión de transistores npn y
pnp. La corriente de colector de Q1 es la corriente de base de Q2. Si
el transistor pnp tiene una ganancia de corriente␤1 y el transistor de
salida npn tiene una ganancia de corriente ␤2, el Darlington com-
plementario se comporta como un solo transistor pnp con una ga-
nancia de corriente igual a ␤1␤2.
Los transistores Darlington npn y pnp pueden fabricarse para ser
complementarios entre sí. Por ejemplo, la serie Darlington pnp
TIP105/106/107 es complementaria de la serie npn TIP/101/102.
INFORMACIÓN ÚTIL
El transistor Darlington complementa-
rio de la Figura 11.11c fue desarrollado
originalmente, porque los transistores de
alta potencia complementarios no
estaban disponibles. El transistor com-
plementario a menudo se utiliza en una
etapa especial conocida como etapa de
salida quasi-complementaria.

338 Capítulo 11
11.5 Regulación de tensión
Además de utilizarse en los circuitos separadores y en amplificadores para la adaptación de impedancias, el segui-
dor de emisor es ampliamente utilizado en los reguladores de tensión. Junto con un diodo zener , el seguidor de
emisor puede producir tensiones de salida reguladas con corrientes de salida mucho más grandes.
Seguidor de zener
La Figura 11.14a muestra un seguidor de zener, un circuito que combina un regulador zener y un seguidor de emi-
sor. Veamos cómo funciona: la tensión del zener es la entrada a la base del seguidor de emisor . La tensión conti-
nua de salida del seguidor de emisor es:
Vout ⴝ VZ ⴚ VBE (11.9)
Esta tensión de salida es fija y es igual a la tensión del zener menos la caída de tensión VBE del transistor. Si la
tensión de alimentación varía, la tensión del zener permanece aproximadamente constante, y por tanto también
la tensión de salida. En otras palabras, el circuito actúa como un regulador de tensión porque la tensión de salida
siempre es una tensión VBE menor que la tensión del zener.
El seguidor zener tiene dos ventajas sobre el regulador zener normal. En primer lugar, el diodo zener de la Fi-
gura 11.14a tiene que generar una corriente de carga de sólo
IB ⴝ ᎏ
␤
Io
d
ᎏ
u
c
t
ᎏ (11.10)
Dado que esta corriente de base es mucho menor que la corriente de salida,
podemos utilizar un diodo zener mucho más pequeño.
Por ejemplo, si está intentando suministrar varios amperios a unaresis-
tencia de carga, un regulador zener normal requiere un diodo zener capaz
de manejar varios amperios. Por otro lado, con el regulador mejorado de la
Figura 11.14a, el diodo zener necesita manejar sólo decenas de miliampe-
rios.
La segunda ventaja de un seguidor de zener es su baja impedancia de sa-
lida. En un regulador zener normal, la resistencia de car
ga ve una impedancia
de salida de aproximadamente RZ, la impedancia del zener. Pero en el segui-
dor de zener, la impedancia de salida es:
Figura 11.14 (a) Seguidor de zener. (b) Circuito equivalente de alterna.
(a)
RS
+VCC
+
–
VZ RL Vout
+
–
–
+
VZ – VBE
(b)
RL
RZ
+
re
⬘
ß
re ⫽ 60 ⍀ || 30 ⍀ ⫽ 20 ⍀
La impedancia de entrada en la base de Q1 es: zin(base) ⫽ (10.000)(20 ⍀) ⫽ 200 k⍀
PROBLEMA PRÁCTICO 11.8 Repita el Ejemplo 11.8 utilizando un par Darlington, teniendo cada uno de
los transistores una ganancia de corriente de 75.
INFORMACIÓN ÚTIL
En la Figura 11.14, el circuito seguidor
de emisor reduce las variaciones de la
corriente del zener en un factor ␤ si
se compara con las variaciones de la
corriente del zener que existirían si el
transistor no estuviera.

zout ⴝ re
ⴕ ⴙ ᎏ
␤
R
d
ᎏ
Z
ᎏ
c
ᎏ (11.11)
La Figura 11.14b muestra el circuito de salida equivalente. Dado que zout normalmente es muy pequeña com-
parada con RL, un seguidor de emisor puede mantener la tensión continua de salida casi constante porque la fuente
parece constante.
En resumen, el seguidor de zener proporciona la regulación de un diodo zener con la capacidad mejorada de
manejar corriente de un seguidor de emisor.
Regulador de dos transistores
La Figura 11.15 muestra otro regulador de tensión. La tensión continua de entradaVin procede de una fuente de ali-
mentación no regulada, como por ejemplo un rectificador en puente con un filtro condensador de entrada. Típica-
mente, Vin tiene un rizado pico a pico de aproximadamente el 10 por ciento de la tensión de continua. La tensión
de salida final Vout casi no presenta rizado y es igual a un valor prácticamente constante, incluso aunque la ten-
sión de entrada y la corriente de carga pueda variar en un amplio rango.
¿Cómo funciona? Cualquier variación en la tensión de salida produce una tensión de realimentación amplifi-
cada que se opone a la variación original. Por ejemplo, supongamos que la tensión de salida aumenta; entonces, la
tensión que aparece en la base de Q1 aumentará. Puesto que Q1 y R2 forman un amplificador en emisor común, la
tensión de colector de Q1 disminuirá debido a la ganancia de tensión.
Dado que la tensión de colector de Q1 ha disminuido, la tensión de base de Q2 disminuye. Como Q2 es un segui-
dor de emisor, la tensión de salida disminuirá. En otras palabras, tenemos una realimentación negativa. El incremento
original de la tensión de salida produce un decremento en oposición en la tensión de salida. El efecto global es que la
tensión de salida aumentará sólo ligeramente, mucho menos que sin la realimentación negativa.
Inversamente, si la tensión de salida disminuye, aparecerá menos tensión en la base de Q1 y más tensión en el
colector de Q1 y en el emisor de Q2. De nuevo, tenemos una tensión de retorno que se opone a la variación origi-
nal de la tensión de salida. Por tanto, la tensión de salida disminuirá sólo un poco, mucho menos que si no tuvié-
ramos realimentación negativa.
A causa del diodo zener, la tensión de emisor de Q1 es igual a VZ. La tensión de base de Q1 es la tensión ante-
rior más VBE. Por tanto, la tensión en R4 es:
V4 ⫽ VZ ⫹ VBE
Aplicando la ley de Ohm, la corriente a través de R4 es:
I4 ⫽ ᎏ
VZ ⫹
R4
VBE
ᎏ
Dado que esta corriente circula por R3 en serie con R4, la tensión de salida es:
Vout ⫽ I4(R3 ⫹ R4)
Desarrollando la expresión, tenemos:
Vout ⴝ ᎏ
R3
R
ⴙ
4
R4
ᎏ (VZ ⴙ VBE) (11.12)
Figura 11.15 Regulador de tensión con dos transistores.
R3
RL
R2
R1
R4
Vin
–
+
Vout
–
+
Q2
Q1
Vz
–
+

340 Capítulo 11
Ejemplo 11.9
La Figura 11.16 muestra un seguidor de emisor como habitualmente se dibuja en un diagrama esquemático. ¿Cuál
es la tensión de salida? ¿Cuál es la corriente del zener si ␤dc ⫽ 100?
SOLUCIÓN La tensión de salida es aproximadamente:
Vout ⫽ 10 V ⫺ 0,7 V ⫽ 9,3 V
Con una resistencia de carga de 15 ⍀, la corriente de carga es:
Iout ⫽ ᎏ
9
1
,
5
3
⍀
V
ᎏ ⫽ 0,62 A
La corriente de base es:
IB ⫽ ᎏ
0,
1
6
0
2
0
A
ᎏ ⫽ 6,2 mA
La corriente a través de la resistencia serie es:
es ⫽ ᎏ
20
6
V
8
⫺
0 ⍀
10 V
ᎏ ⫽ 14,7 mA
La corriente del zener es:
IZ ⫽ 14,7 mA ⫺ 6,2 mA ⫽ 8,5 mA
PROBLEMA PRÁCTICO 11.9 Repita el Ejemplo 11.9 utilizando un diodo zener de 8,2 V y una tensión de
entrada de 15 V.
Ejemplo 11.10
¿Cuál es la tensión de salida en el circuito de la Figura 11.17?
SOLUCIÓN Aplicando la Ecuación (11.12):
Vout ⫽ ᎏ
2 k⍀
1
⫹
k⍀
1 k⍀
ᎏ (6,2 V ⫹ 0,7 V) ⫽ 20,7 V
También podemos obtener este resultado de la
siguiente forma: la corriente a través de la resisten-
cia de 1 k⍀ es:
I4 ⫽ ᎏ
6,2 V
1
⫹
k⍀
0,7 V
ᎏ ⫽ 6,9 mA
Esta corriente fluye a través de una resistencia total de 3 k⍀, lo que quiere decir que la tensión de salida es:
Vout ⫽ (6,9 mA)(3 k⍀) ⫽ 20,7 V
PROBLEMA PRÁCTICO 11.10 En la Figura 11.17, cambie el valor del zener a 5,6V y calcule el nuevo valor
de Vout.
100 ⍀
2,2 k⍀
2 k⍀
1 k⍀
680 ⍀
6,2 V
30 V
–
+
Vout
–
+
Q2
Q1
–
+
+
–
680 ⍀
10 V
15 ⍀
+
–
20 V vout
+
–

11.6 El amplificador en base común
La Figura 11.18a muestra un amplificador en base común que utiliza una fuente de alimentación con doble
polaridad. Puesto que la base está conectada a tierra, este circuito también se denomina amplificador con la base a
tierra. El punto Q queda determinado por la polarización de emisor, como se muestra en el circuito equivalente de
continua de la Figura 11.18b. Por tanto, la corriente continua de emisor está dada por:
IE ⴝ (11.13)
La Figura 11.18c muestra un amplificador en base común con polarización mediante divisor de tensión, que utiliza
una sola fuente de alimentación. Fíjese en el condensador de desacoplo en paralelo con R2, lo que pone la base a
tierra de alterna. Dibujando el circuito equivalente de continua, como el que se muestra en la Figura 1
1.18d, podrá
ver la configuración de polarización mediante divisor de tensión.
En cualquier amplificador, la base está puesta a tierra de alterna. La señal de entrada excita al emisor y la señal
de salida se toma del colector. La Figura 11.19a muestra el circuito equivalente de alterna de un amplificador en
base común durante el semiciclo positivo de la tensión de entrada. En este circuito, la tensión alterna de colector ,
vout, es igual a:
vout icrc
Figura 11.18 Amplificador en base común. (a) Alimentación doble. (b) Circuito equivalente de continua con polarización de emisor.
(c) Alimentación única. (d) Circuito equivalente de continua con polarización mediante divisor de tensión.
(a)
+VCC
Vout
Vin
RC
RE
–VEE
(c)
+VCC
Vout
Vin
RE RC
R1
R2
(d)
R1 RC
R2 RE
+VCC
(b)
–VEE
+VCC
RE
RC
VEE ⴚ VBE
ᎏᎏ
RE

Figura 11.19 Circuito equivalente de alterna.
Esta tensión está en fase con la tensión alterna de entrada ve. Puesto que la tensión de entrada es igual a:
vin ⫽ ier⬘
e
AV ⫽ ⫽
como ic ie, la ecuación se simplifica como sigue:
Av ⴝ (11.14)
Observe que la ganancia de tensión tiene el mismo módulo que tendría en un amplificador en emisor común
con la resistencia de emisor sin desacoplar . La única diferencia se encuentra en la fase de la tensión de salida.
Mientras que la señal de salida de un amplificador en emisor común está desfasada 180° con respecto a la señal de
entrada, la tensión de salida del amplificador en base común está en fase con la señal de entrada.
Idealmente, la fuente de corriente de colector de la Figura 1 1.19 tiene una impedancia interna infinita. Por
tanto, la impedancia de salida de un amplificador en base común es:
zout
Rc (11.15)
Una de la principales diferencias entre el amplificador en base común y otras configuraciones de amplificador
es su baja impedancia de entrada. Mirando desde el emisor en el circuito de la Figura 1 1.19, tenemos una impe-
dancia de entrada de:
zin(emisor) ⫽ ⫽ o zin(emisor) ⫽ r⬘
e
La impedancia de entrada del circuito es:
zin ⫽ RE r⬘
e
Puesto que, normalmente, RE es mucho más grande que r⬘
e, la impedancia de entrada del circuito es aproxima-
damente igual a:
zin
rⴕ
e (11.16)
Por ejemplo, si IE ⫽ 1 mA, la impedancia de entrada de un amplificador en base de común es sólo de 25 ⍀. A
menos que la fuente alterna de entrada sea muy pequeña, la mayor parte de la señal se perderá en la resistencia de
la fuente.
La impedancia de entrada de un amplificador en base común normalmente es tan baja que sobrecarga a la ma-
yoría de las fuentes de señal. Por esta razón, no se suelen emplear amplificadores en base común discretos a bajas
frecuencias; principalmente se emplean en aplicaciones de alta frecuencia (por encima de 10 MHz) en las que son
habituales impedancias de fuente bajas. También, a altas frecuencias, la base separa la entrada y la salida dando
lugar a pequeñas oscilaciones a dichas frecuencias.
El circuito seguidor de emisor se empleaba en aplicaciones en las que se necesitaba una fuente de alta impe-
dancia para excitar una carga de baja impedancia. Y para conseguir justo lo contrario, podemos utilizar un circuito
en base común para acoplar una fuente de baja impedancia a una carga de alta impedancia.
En la Tabla-resumen 11.1 se muestra un resumen de las cuatro configuraciones más comunes del amplificador
a transistores. Es importante que sepa reconocer las diferentes configuraciones de amplificador , conozca sus ca-
racterísticas básicas y comprenda sus aplicaciones más comunes.
ier⬘
e
ᎏ
ie
ve
ᎏ
ie
rc
ᎏ
rⴕ
e
ic rc
ᎏ
ie r⬘
e
vout
ᎏ
vin
vout
RE
vin
re
⬘
ie
ic
RC RL
+
–
342 Capítulo 11

Ejemplo 11.11
¿Cuál es la tensión de salida en el circuito de la Figura 11.20?
SOLUCIÓN El circuito tiene que tener su punto Q determinado.
VB ⫽ (⫹10 V) ⫽ 1,8 V
VE ⫽ VB ⫺ 0,7 V ⫽ 1,8 V ⫺ 0,7 V ⫽ 1,1 V
IE ⫽ ⫽ ⫽ 500 ␮A
Por tanto, r⬘
e ⫽ ⫽ 50 ⍀
Ahora obtenemos los valores de alterna del circuito:
zin ⫽ RE r⬘
e ⫽ 2,2 k⍀ 50 ⍀ 50 ⍀
zout ⫽ RC ⫽ 3,6 k⍀
AV ⫽
⫽ ⫽ ⫽ 53
vin(base) ⫽ (vin)
⫽ (2 mVpp) ⫽ 1 mVpp
vout ⫽ (Av)(vin(base)) ⫽ (53)(1 mVpp) ⫽ 53 mVpp
PROBLEMA PRÁCTICO 11.11 En la Figura 11.20, cambie VCC a 20 V y calcule vout.
50 ⍀
ᎏᎏ
50 ⍀ ⫹ 50 ⍀
r⬘
e
ᎏ
RG
2,65 k⍀
ᎏ
50 ⍀
3,6 k⍀ 10 k⍀
ᎏᎏ
50 ⍀
rc
ᎏ
r⬘
e
25 mV
ᎏ
500 ␮A
1,1 V
ᎏ
2,2 k⍀
VE
ᎏ
RE
2,2 k⍀
ᎏᎏ
10 k⍀ ⫹ 2,2 k⍀
vin
2 mVp – p
2,2 k⍀
2,2 k⍀
10 k⍀
3,6 k⍀
1 µF
47 µF
47 µF
RL
10 k⍀
+10 V
50 ⍀
RG
Vout
–
+

344 Capítulo 11
Tabla-resumen 11.1 Configuraciones comunes del amplificador
R2
R1
RL
VCC
RC
RE
Vin
+
–
R2
R1
RL
VCC
RE
Vin
+
–
RE
R1
R2
VCC
Vout
RC
Vin
+
–
Tipo: Emisor común
Av: Media-alta
Ai: ␤
Ap: Alta
⍜: 180°
zin: Media
zout: Media
Aplicaciones: amplificador de
propósito general, con ganancia
de tensión y de corriente
⍜: 0°
zin: Alta
zout: Baja
Aplicaciones: separador,
adaptación de impedancias,
excitador de alta corriente
⍜: 0°
zin: Baja
zout: Alta
Aplicaciones: amplificador
para altas frecuencias,
adaptación de baja a alta
impedancia
Tipo: Colector
común
Av: 1
Ai: ␤
Ap: Media
Tipo: Base común
Av: Media-alta
Ai: 1
Ap: Media

Tabla-resumen 11.1 (continuación)
R2
Vin
VCC
Vout
Q1
R1
Q2
RG
RE
–
+
⍜: 0°
zin: Muy alta
zout: Baja
Aplicaciones:
separador, excitador
de alta corriente y
amplificador
Tipo: Darlington
Av: 1
Ai: ␤1␤2
Ap: Alta
Resumen
SEC. 11.1 AMPLIFICADOR
EN COLECTOR
COMÚN
Un amplificador en colector común,
conocido también como seguidor de
emisor, tiene su colector conectado a
tierra de alterna. La señal de entrada
excita la base y la señal de salida procede
del emisor. Puesto que está fuertemente
estabilizado, un seguidor de emisor tiene
una ganancia de tensión estable, una
alta impedancia de entrada y una baja
distorsión.
SEC. 11.2 IMPEDANCIA
DE SALIDA
La impedancia de salida de un ampli-
ficador es la misma que su impedancia
de Thevenin. Un seguidor de emisor tiene
una baja impedancia de salida. La
ganancia de corriente de un transistor
transforma la impedancia de fuente, que
excita la base, a un valor mucho menor
cuando se ve desde el emisor.
SEC. 11.3 ETAPAS EN EMISOR
COMÚN Y EN
COLECTOR COMÚN
CONECTADAS
EN CASCADA
Cuando una resistencia de carga pequeña
se conecta a la salida de un amplificador
en emisor común, puede sobrecargarse
dando lugar a una ganancia de tensión
muy baja. Un amplificador en colector
común colocado entre la salida del emisor
común y la carga reduce significati-
vamente este efecto. De este modo, el
amplificador en colector común está
actuando como un buffer.
SEC. 11.4 CONEXIONES
DARLINGTON
Dos transistores pueden conectarse
como un par Darlington. El emisor del
primer transistor se conecta a la base del
segundo. Esto produce una ganancia de
corriente total igual al producto de las
ganancias de corriente individuales.
SEC. 11.5 REGULACIÓN
DE TENSIÓN
Combinando un diodo zener y un segui-
dor de emisor, obtenemos un seguidor de
zener. Este circuito produce una tensión
de salida regulada con corrientes de
carga altas. La ventaja es que la corriente
del zener es mucho menor que la
corriente de carga. Añadiendo una etapa
de ganancia de tensión, puede obtenerse
una tensión de salida regulada mayor.
SEC. 11.6 AMPLIFICADOR EN
BASE COMÚN
La configuración de amplificador en
base común tiene su base conectada a
tierra de alterna. La señal de entrada
excita al emisor y la señal de salida
procede del colector. Aunque este
circuito no tiene ganancia de corriente,
puede producir una ganancia de
tensión significativa. El amplificador en
base común tiene una impedancia de
entrada baja y una impedancia de
salida alta, y se utiliza en aplicaciones
de alta frecuencia.

346 Capítulo 11
Definiciones
Derivaciones
(11.1) Resistencia de emisor en alterna:
re ⫽ RE RL
RE RL
(11.2) Ganancia de tensión del seguidor de emisor:
AV ⫽ ᎏ
re ⫹
re
re
⬘
ᎏ
(11.3) Impedancia de entrada de la base del seguidor de emisor:
zin(base) ⫽ ␤(re ⫹ re
⬘)
(11-5) Impedancia de salida del seguidor de emisor:
zout ⫽ RE re
⬘ ⫹ ᎏ
RG
␤
R1 R2
ᎏ
(11-7) Ganancia de corriente del transistor Darlington:
␤ ⫽ ␤1␤2
ß1
ß2
RE
RG R1 R2
zout
vin
ß(re + re
⬘ )
re
vin
vout
re
⬘
(11.9) Seguidor de zener:
Vout ⫽ VZ ⫺ VBE
(11.12) Regulador de tensión:
Vout ⫽ (VZ ⫹ VBE)
(11.14) Ganancia de tensión en base común:
AV =
(11.16) Impedancia de entrada en base común:
zin r⬘
e
ie
re
⬘
Vin Vout
RC
AV Vin
+
–
rc
ᎏ
r⬘
e
ie
re
⬘
Vin
ic RC RL
R3 ⫹ R4
ᎏ
R4
R4
VZ
Vout
R3
RL
VZ
Vout
Vin

1. Un seguidor de emisor tiene una
ganancia de tensión que es
a. mucho menor que uno
b. aproximadamente igual a uno
c. mayor que uno
d. cero
2. La resistencia en alterna total de
emisor de un seguidor de emisor es
igual a
a. re
⬘
b. re
c. re ⫹ re
⬘
d. RE
3. La impedancia de entrada de la
base de un seguidor de emisor
normalmente
a. es baja
b. es alta
c. está cortocircuitada a tierra
d. está en abierto
4. La ganancia de corriente en con-
tinua de un seguidor de emisor es
a. 0
b. 1
c. ␤dc
d. dependiente de r⬘
e
5. La tensión alterna de base de un
seguidor de emisor cae en
a. el diodo de emisor
b. la resistencia de emisor en con-
tinua
c. la resistencia de carga
d. el diodo de emisor y la resistencia
externa de emisor en alterna
6. La tensión de salida de un segui-
dor de emisor cae en
a. el diodo de emisor
b. la resistencia de colector en con-
tinua
c. la resistencia de carga
d. el diodo de emisor y la resistencia
externa de emisor en alterna
7. Si ␤ ⴝ 200 y re ⴝ 150 ⍀
⍀, la im-
pedancia de entrada de la base es
a. 30 k⍀
b. 600 ⍀
c. 3 k⍀
d. 5 k⍀
8. La tensión de entrada a un se-
guidor de emisor normalmente es
a. menor que la tensión del
generador
b. igual que la tensión del generador
c. mayor que la tensión del
generador
d. igual que la tensión de
alimentación
9. La corriente alterna de emisor es
aproximadamente
a. VG dividido entre re
b. vin dividido entre re
⬘
c. VG dividido entre re
⬘
d. vin dividido entre re
dor de emisor es aproximadamente
a. 0
b. VG
c. vin
d. VCC
dor de emisor
a. está en fase con vin
b. es mucho mayor que vin
c. está desfasada 180°
d. generalmente es mucho menor
que vin
12. Un separador seguidor de emisor
generalmente se utiliza cuando
a. RG ⬍⬍ RL
b. RG ⫽ RL
c. RL ⬍⬍ RG
d. RL es muy grande
13. Para obtener la máxima transfe-
rencia de potencia, un amplifica-
dor en colector común se diseña de
modo que
a. RG ⬍⬍ zin
b. zout ⬎⬎ RL
c. zout ⬍⬍ RL
d. zout ⫽ RL
14. Si una etapa en emisor común se
acopla directamente a un seguidor
de emisor
a. pasarán las bajas y las altas
frecuencias
b. sólo pasarán las altas frecuencias
c. las señales de alta frecuencia se
bloquearán
d. las señales de baja frecuencia se
bloquearán
15. Si la resistencia de carga de un
seguidor de emisor es muy grande,
la resistencia externa de emisor en
alterna será igual a
a. la resistencia del generador
b. la impedancia de la base
c. la resistencia de emisor en
continua
continua
16. Si un seguidor de emisor tiene re
e
ⴕ
ⴕⴝ
10 ⍀
⍀ y re ⴝ 90 ⍀
⍀, la ganancia de
tensión es aproximadamente
a. 0
b. 0,5
c. 0,9
d. 1
17. Un circuito seguidor de emisor
siempre hace la resistencia de
fuente
a. ␤ veces más pequeña
b. ␤ veces más grande
c. igual a la resistencia de carga
d. igual a cero
18. A transistor Darlington tiene
a. una impedancia de entrada muy
baja
b. tres transistores
c. una ganancia de corriente muy
alta
d. una caída de tensión VBE
19. La configuración de amplificador
que produce un desplazamiento de
fase de 180° es
a. base común
b. colector común
c. emisor común
20. Si en un seguidor de emisor la
tensión del generador es de 5 mV,
la tensión de salida que cae en la
carga es aproximadamente
a. 5 mV
b. 150 mV
c. 0,25 V
d. 0,5 V
21. Si la resistencia de carga de la
Figura 11.1a está cortocircuitada,
¿cuáles de los siguientes valores
serán diferentes de los normales?
Cuestiones

348 Capítulo 11
a. Sólo las tensiones alternas
b. Sólo las tensiones continuas
c. Tanto las tensiones continuas
como las tensiones alternas
d. Ni la tensiones continuas ni las
tensiones alternas
22. Si R
R1 está en circuito abierto en un
seguidor de emisor, ¿cuál de las
siguientes afirmaciones es cierta?
a. La tensión continua de base es VCC
b. La tensión continua de colector
es cero
c. La tensión de salida es normal
d. La tensión continua de base es
cero
23. Normalmente, la distorsión en un
seguidor de emisor es
a. muy pequeña
b. muy alta
c. grande
d. no es aceptable
24. La distorsión en un seguidor de
emisor es
a. raramente baja
b. a menudo alta
c. siempre baja
d. alta cuando se produce recorte
25. Si una etapa en emisor común se
acopla directamente a un seguidor
de emisor, ¿cuántos condensadores
de acoplo habrá entre las dos
etapas?
a. 0
b. 1
c. 2
d. 3
26. Un transistor Darlington tiene una
␤
␤ de 8000. Si RE ⴝ
ⴝ 1 k⍀
⍀ y
RL ⴝ
ⴝ 100 ⍀
⍀, la impedancia de en-
trada de la base será próxima a
a. 8 k⍀
b. 80 k⍀
c. 800 k⍀
d. 8 M⍀
27. La resistencia de emisor en alterna
de un seguidor de emisor
a. es igual a la resistencia de emisor
en continua
b. es más grande que la resistencia
de carga
c. es ␤ veces más pequeña que la
resistencia de carga
d. normalmente es menor que la
resistencia de carga
28. Un amplificador en base común
tiene una ganancia de tensión que
es
a. mucho menor que uno
b. aproximadamente igual a uno
c. mayor que uno
d. igual a cero
29. Se utiliza un amplificador en base
común en un diseño cuando
a. Rfuente ⬎⬎ RL
b. Rfuente ⬍⬍ RL
c. se necesita una ganancia de
corriente alta
d. se necesitan bloquear las altas
frecuencias
30. Se puede utilizar un amplificador
en base común
a. para adaptar bajas impedancias a
altas impedancias
b. tener ganancia de tensión sin que
se requiera ganancia de corriente
c. cuando se necesita un amplifica-
dor de alta frecuencia
31. La corriente de zener en un segui-
dor de zener es
a. igual a la corriente de salida
b. menor que la corriente de salida
c. mayor que la corriente de salida
d. susceptible de sufrir un sobreca-
lentamiento desenfrenado
32. En un regulador de tensión de dos
transistores, la tensión de salida
a. está regulada
b. tiene mucho menos rizado que la
tensión de entrada
c. es mayor que la tensión del zener
Problemas
SEC. 11.1 AMPLIFICADOR EN COLECTOR COMÚN
11.1 En la Figura 11.21, ¿cuál es la impedancia de entrada de la
base si ␤ ⫽ 200? ¿Y la impedancia de entrada de la etapa?
11.2 Si ␤ ⫽ 150 en el circuito de la Figura 11.21, ¿cuál es la
tensión alterna de entrada al seguidor de emisor?
11.3 ¿Cuál es la ganancia de tensión en el circuito de la Figura
11.21? Si ␤ ⫽ 175, ¿cuál es la tensión alterna en la carga?
11.4 ¿Cuál es la tensión de entrada en el circuito de la Figura
11.21 si ␤ varía en un rango comprendido entre 50 y 300?
11.5 En el circuito de la Figura 11.21 se duplica el valor de todas
las resistencias. ¿Qué ocurre con la impedancia de entrada
de la etapa si ␤ ⫽ 150? ¿Y con la tensión de entrada?
11.6 ¿Cuál es la impedancia de entrada de la base si ␤ ⫽ 200 en
el circuito de la Figura 11.22? ¿Y la impedancia de entrada
de la etapa?
11.7 En la Figura 11.22, ¿cuál es la tensión alterna de entrada al
seguidor de emisor si ␤ ⫽ 150 y vin ⫽ 1 V?
11.8 ¿Cuál es la ganancia de tensión en el circuito de la Figura
11.22? Si ␤ ⫽ 175, ¿cuál es la tensión alterna en la carga?
SEC. 11.2 IMPEDANCIA DE SALIDA
11.9 ¿Cuál es la impedancia de salida en el circuito de la Figura
11.21 si ␤ ⫽ 200?
11.10 ¿Cuál es la impedancia de salida en el circuito de la Figura
11.22 si ␤ ⫽ 100?
SEC. 11.3 ETAPAS EN EMISOR COMÚN
Y EN COLECTOR COMÚN
CONECTADAS EN CASCADA
11.11 ¿Cuál es la ganancia de tensión de la etapa en emisor común
de la Figura 11.23 si el segundo transistor tiene una ganancia
de corriente en alterna y en continua de 200?
11.12 Si ambos transistores del circuito de la Figura 11.23 tienen
ganancias de corriente en alterna y en continua de 150,
¿cuál es la tensión de salida cuando VG ⫽ 10 mV?
11.13 Si ambos transistores del circuito de la Figura 11.23 tienen
ganancias de corriente en alterna y en continua de 200,
¿cuál es la ganancia de tensión de la etapa en emisor
común si la resistencia de carga se reduce a 125 ⍀?

VG
1 V
RG
50 ⍀
R2
2,2 k⍀
R1
2,2 k⍀
RL
3,3 k⍀
RE
1 k⍀
+15 V
Figura 11.21
200 ⍀
100 ⍀
vin 30 ⍀
+20 V
50 ⍀
10 ⍀
Figura 11.22
11.14 En el circuito de la Figura 11.23, ¿qué ocurriría con la
ganancia de tensión del amplificador en emisor común si la
etapa de seguidor de emisor se eliminara y se utilizara un
condensador para acoplar la señal de alterna a la carga de
150 ⍀?
SEC. 11.4 CONEXIONES DARLINGTON
11.15 Si el par Darlington de la Figura 11.24 tiene una ganancia de
corriente de 5000, ¿cuál es la impedancia de entrada de la
base de Q1?
11.16 En la Figura 11.24, ¿cuál es la tensión alterna de entrada a
la base de Q1 si el par Darlington tiene una ganancia de
corriente total de 7.000?
11.17 En el circuito de la Figura 11.25 ambos transistores tienen
una ␤ de 150. ¿Cuál es la impedancia de entrada de la base
del primer transistor?
11.18 En el circuito de la Figura 11.25, ¿cuál es la tensión alterna
de entrada a la base de Q1 si el par Darlington tiene una
ganancia total de corriente de 2.000?
1 k⍀
4,7 k⍀
150 ⍀
1,5 k⍀
+15 V
330 ⍀
VG
+
–
270 ⍀
Figura 11.23
+15 V
10 mV
5,1 k⍀
150 k⍀
150 k⍀ 470⍀ 1 k⍀ vout
Figura 11.24

350 Capítulo 11
2 k⍀
1 k⍀
1 Vpp 10 ⍀
+20 V
600 ⍀
8 ⍀
Q1
Q2
Figura 11.25
SEC. 11.5 REGULACIÓN DE TENSIÓN
11.19 El transistor de la Figura 11.26 tiene una ganancia de
corriente de 150. Si el 1N958 tiene una tensión de zener
de 7,5 V, ¿cuál será la tensión de salida? ¿Y la corriente del
zener?
11.20 Si la tensión de entrada del circuito de la Figura 11.26
cambia a 25 V, ¿cuál será la tensión de salida? ¿Y la
corriente del zener?
Figura 11.26
11.21 El potenciómetro de la Figura 11.27 puede variar de 0 a 1
k⍀. ¿Cuál es la tensión de salida cuando el cursor del
potenciómetro se encuentra en el centro?
+
–
1N958
33 ⍀
+
–
15 V Vout
+
–
1 k⍀
Figura 11.27
11.22 ¿Cuál es la tensión de salida en el circuito de la Figura 11.27
si el cursor del potenciómetro está en el extremo superior?
¿Y si se encuentra en el extremo inferior?
SEC. 11.6 AMPLIFICADOR EN BASE COMÚN
11.23 En el circuito de la Figura 11.28, ¿cuál es la corriente de
emisor en el punto Q?
1 k⍀
1 k⍀ RL
1,5 k⍀
1 k⍀
1 k⍀
25 V
–
+
Vout
–
+
Q2
Q1
7,5 V
–
+
Figura 11.28
2 k⍀
2 mV pp
2 k⍀
10 k⍀
3,3 k⍀
1 µF
47 µF
47 µF 12 V
50 ⍀
RL
10 k⍀
RG
Vout
–
+

11.24 ¿Cuál es la ganancia de tensión aproximada en el circuito
de la Figura 11.28?
11.25 En el circuito de la Figura 11.28, ¿cuál es la impedancia de
entrada que ve el emisor? ¿Cuál es la impedancia de
entrada de la etapa?
11.26 En el circuito de la Figura 11.28, con una entrada de 2 mV
del generador, ¿cuál es el valor de vout?
11.27 En el circuito de la Figura 11.28, si la tensión de
alimentación VCC se aumentara a 15 V, ¿a qué sería vout?
11.28 En la Figura 11.26, ¿cuál es la disipación de potencia del
transistor si la ganancia de corriente es 100 y la tensión del
zener es 7,5 V?
11.29 En la Figura 11.28, el transistor tiene una ␤dc de 150.
Calcule las siguientes magnitudes: VB, VE, VC, IE, IC e IB.
11.30 Si una señal de entrada con valor de pico a pico de 5 mV
excita el circuito de la Figura 11.29a, ¿cuáles son las dos
tensiones alternas de de salida? ¿Cuál cree que es el propósito
de este circuito?
11.31 La Figura 11.29b muestra un circuito en el que la tensión de
control puede ser 0 V o ⫹5 V. Si la tensión de audio de
entrada es 10 mV, ¿cuál es la tensión de audio de salida
cuando la tensión de control es de 0 V? ¿Y cuando la
tensión de control es ⫹5 V? ¿Qué función supone que
realiza este circuito?
11.32 En el circuito de la Figura 11.26, ¿cuál sería la tensión de
salida si el diodo zener estuviera en abierto?
11.33 En el circuito de la Figura 11.26, si la resistencia de carga de
33 ⍀ está cortocircuitada, ¿cuál es la disipación de potencia
del transistor?
11.34 En el circuito de la Figura 11.27, ¿cuál es la disipación de
potencia de Q2 cuando el cursor del potenciómetro está en
el centro y la resistencia de carga es 100 ⍀?
11.35 En la Figura 11.24, si ambos transistores tienen una ␤ de
100, ¿cuál es la impedancia de salida aproximada del
amplificador?
11.36 En el circuito de la Figura 11.23, si la tensión de entrada del
generador fuera 100 mV pp y el condensador de desacoplo
de emisor estuviera en circuito abierto, ¿cuál sería la
tensión de salida en la carga?
11.37 En el circuito de la Figura 11.28, ¿cuál sería la tensión de
salida si el condensador de desacoplo de la base está
cortocircuitado?
(a)
vin
vout(1)
+15 V
vout(2)
4,7 k⍀
2 k⍀ 1 k⍀
1 k⍀
(b)
+12 V
33 k⍀
2,2 k⍀
4,7 k⍀
SALIDA
DE AUDIO
ENTRADA
DE AUDIO
TENSIÓN DE
CONTROL
1 k⍀
10 k⍀
10 µF
10 µF
10 µF
Figura 11.29
Utilice la Figura 11.30 para los problemas restantes. La tabla
titulada “Milivoltios de alterna” contiene las medidas de las
tensiones de alterna expresadas en milivoltios. Para este ejercicio,
todas las resistencias son correctas. Las averías se limitan a
condensadores en circuito abierto, cables de conexión en circuito
abierto y transistores en abierto.
11.38 Localizar las averías de T1 a T3.
11.39 Localizar las averías de T4 a T7.

352 Capítulo 11
1 mV
A
C
D
E
B Q1
C3
C2
C1
600 ⍀
2,2 k⍀
10 k⍀ 3,6 k⍀
1 k⍀
+10 V
G
H I
F Q2
39 k⍀
15 k⍀
4,3 k⍀ 10 k⍀
C4
0,6
0,6
0,6
1
0,75
0,75
0,6
0,6
VA
0,6
0,6
0,6
0
0,75
0,75
0,6
0,6
VB
0,6
0,6
0,6
0
0
0,75
0,6
0,6
VC
70
70
70
0
0
2
95
70
VD
0
0
0
0
0
0,75
0
0
VE
70
70
70
0
0
0
2
70
VF
70
70
0
0
0
0
2
70
VG
70
70
0
0
0
0
2
0
VH
70
0
0
0
0
0
2
0
VI
OK
Avería
Milivoltios de alterna
T1
T2
T3
T4
T6
T7
T5
(a)
(b)
Figura 11.30
1. Dibuje el diagrama esquemático de un seguidor de emisor.
Dígame por qué este circuito se utiliza habitualmente en
amplificadores de potencia y reguladores de tensión.
2. Dígame todo lo que sepa acerca de la impedancia de salida de
un seguidor de emisor.
3. Dibuje un par Darlington y explique por qué la ganancia total
de corriente es igual al producto de las ganancias de corriente
individuales.
4. Dibuje un seguidor de zener y explique por qué regula la
tensión de salida frente a las variaciones de la tensión de
entrada.
5. ¿Cuál es la ganancia de tensión de un seguidor de emisor? ¿En
qué aplicaciones resultaría útil un circuito así?
6. Explíqueme por qué un par Darlington tiene una ganancia de
potencia más alta que un único transistor.
7. ¿Por qué los circuitos “seguidores” son tan importantes en los
circuitos de audio?
8. ¿Cuál es el ganancia de tensión alterna aproximada de un
amplificador en colector común?
9. ¿Qué otro nombre recibe el amplificador en colector común?
10. ¿Cuál es la relación entre la fase de una señal alterna (salida
respecto de la entrada) en un amplificador en colector
común?
11. Si un técnico mide una ganancia de tensión unidad (la tensión
de salida dividida entre la tensión de entrada) en un
amplificador en colector común, ¿cuál es el problema?
12. El amplificador Darlington se utiliza en el amplificador de
potencia final de la mayor parte de los amplificadores
de audio de muy alta calidad. ¿Cómo incrementa un ampli-
ficador Darlington la ganancia de potencia?

1. b
2. c
3. b
4. c
5. d
6. c
7. a
8. a
9. d
10. c
11. a
12. c
13. d
14. a
15. c
16. c
17. a
18. c
19. c
20. a
21. a
22. d
23. a
24. d
25. a
26. c
27. d
28. c
29. b
30. d
31. b
32. d
11.1 zin(base) ⫽ 303 k⍀;
zin(etapa) ⫽ 4,92 k⍀
11.2 vin 0,893 V
11.3 vin ⫽ 0,979 V;
vout ⫽ 0,974 V
11.4 zout ⫽ 3,33 ⍀
11.5 zout ⫽ 2,86 ⍀
11.6 Av ⫽ 222
11.7 Av ⫽ 6,28
11.8 ␤ ⫽ 5625;
IB1 ⫽ 14,3 ␮A;
zin(base) ⫽ 112,5 k⍀
11.9 Vout ⫽ 7,5 V;
Iz ⫽ 5 mA
11.10 Vout ⫽ 18,9 V
11.11 Vout ⫽ 76,9 mVpp

Capítulo
12
En una radio estéreo o en una televisión, la señal de entrada es
pequeña. Sin embargo, después de varias etapas de ganancia de
tensión, la señal se hace más grande y utiliza la recta de carga
completa. En estas etapas posteriores de un sistema, las corrientes de
colector son mucho grandes porque las impedancias de carga son
mucho más pequeñas. Por ejemplo, los altavoces estéreos pueden
tener una impedancia de 8 o menor.
Como se ha dicho en el Capítulo 6, los transistores de pequeña señal
tienen una limitación de potencia de menos de 1 W, mientras que los
transistores de potencia pueden manejar potencias de más de 1 W. Los
transistores de pequeña señal se utilizan normalmente en las primeras
etapas de los sistemas donde la potencia de señal es pequeña, y los
transistores de potencia se emplean en las etapas finales porque tanto
la potencia de la señal como la corriente son altas.
354

355
acoplamiento capacitivo
acoplamiento directo
acoplamiento mediante
transformador
amplificador de audio
amplificador de banda ancha
amplificador de banda estrecha
amplificador de potencia
amplificador de radio-
frecuencia (RF)
amplificador de RF sintonizado
ancho de banda (BW)
armónicos
calentamiento descontrolado
ciclo de trabajo
circuito push-pull
consumo de corriente
diodos de compensación
distorsión de cruce
etapa excitadora
funcionamiento en clase A
funcionamiento en clase AB
funcionamiento en clase B
funcionamiento en clase C
funcionamiento para señales
grandes
ganancia de potencia
preamplificador
recta de carga en alterna
rendimiento
salida nominal de alterna
Vocabulario
12.2 Dos rectas de carga
12.5 Seguidor de emisor push-pull de
clase B
12.6 Polarización de amplificadores
clase B/AB
12.10 Características de potencia del
transistor
Objetivos
capaz de:
■ Explicar cómo se determinan la recta
de carga en continua, la recta de
carga en alterna y el punto Q en los
amplificadores de potencia en
emisor común y en colector común.
■ Calcular la tensión alterna máxima
pico a pico (MPP) no recortada que
es posible obtener en los amplifica-
dores de potencia en emisor común
y en colector común.
■ Describir las características de los
amplificadores, incluyendo las clases
de funcionamiento, los tipos de
acoplamiento y los rangos de
frecuencia.
■ Dibujar un esquemático del
amplificador push-pull de clase B/AB
y explicar cómo funciona.
■ Determinar el rendimiento de los
amplificadores de potencia de
transistores.
■ Enumerar los factores que limitan la
potencia de un transistor y explicar
qué se puede hacer para mejorar los
parámetros de potencia.

Existen varios criterios que permiten describir a los amplificadores. Por ejemplo, podemos describirlos por su
clase de funcionamiento, por su acoplamiento entre etapas o por el rango de frecuencias en el que operan.
Clases de funcionamiento
Se dice que un amplificador opera enclase A cuando el transistor trabaja siem-
pre en la región activa. Esto implica que la corriente de colector fluye durante
los 360° del ciclo de alterna, como se muestra en la Figura 12.1a. Con un am-
plificador de clase A, el diseñador normalmente intenta colocar el punto Q en
algún lugar próximo al centro de la recta de car ga. De esta forma, la señal
puede oscilar en el máximo rango posible sin que el transistor llegue a alcan-
zar la saturación o el corte, lo cual distorsionaría la señal.
El funcionamiento en clase B es diferente. En este caso, la corriente de
colector fluye sólo durante la mitad del ciclo (180°), como se muestra en la
Figura 12.1b. Para lograr esta clase de funcionamiento, un diseñador debe ubi-
car el punto Q en la región de corte, de manera que sólo durante el semiciclo
positivo de la tensión alterna de base se obtiene corriente de colector. Esto re-
duce la cantidad de calor que disipan los transistores de potencia.
El funcionamiento en clase C implica que la corriente de colector fluye
durante menos de 180° de un ciclo de alterna, como se muestra en la Figura
12.1c. Cuando un amplificador funciona en clase C, sólo parte del semiciclo
positivo de la tensión alterna de base produce corriente de colector. Como re-
sultado, lo que se obtiene son breves impulsos de la corriente de colector como
los mostrados en la Figura 12.1c.
Tipos de acoplamiento
La Figura 12.2a muestra el acoplamiento capacitivo. El condensador de aco-
plo transmite la tensión alterna amplificada a la etapa siguiente. La Figura
12.2b ilustra el acoplamiento mediante transformador. En este caso, la ten-
sión alterna se acopla a través de un transformador a la siguiente etapa. El acoplamiento capacitivo y el acopla-
miento mediante transformador son ejemplos de acoplamiento en alterna, que bloquean la tensión continua.
El acoplamiento directo es diferente. En la Figura 12.2c, hay una conexión directa entre el colector del primer
transistor y la base del segundo transistor. Gracias a esto, tanto las tensiones continuas como las alternas se
Figura 12.1 Corriente de colector. (a) Clase A. (b) Clase B. (c) Clase C.
IC
ICQ
t
(a)
IC
t
(b)
IC
t
(c)
356 Capítulo 12
INFORMACIÓN ÚTIL
A medida que avanzamos por las letras
A, B y C que designan las distintas clases
de funcionamiento, podemos ver que el
funcionamiento lineal tiene lugar para
intervalos de tiempo cada vez más cor-
tos. Un amplificador clase D es aquel
cuya salida conmuta entre las posiciones
on y off; es decir, en cada ciclo de la
señal de entrada, se encuentra en la
región lineal de funcionamiento prácti-
camente un tiempo igual a cero. A
menudo, los amplificadores clase D se
emplean como moduladores por anchura
de impulsos, que son circuitos cuyos
impulsos de salida tienen anchuras
proporcionales al nivel de la amplitud
de la señal de entrada del amplificador.
INFORMACIÓN ÚTIL
La mayoría de los amplificadores
integrados utilizan acoplamiento
directo entre etapas.

Figura 12.2 Tipos de acoplamiento. (a) Capacitivo. (b) Mediante transformador. (c) Directo.
acoplan. Dado que no existe un límite inferior de frecuencia, en ocasiones, un amplificador con acoplo directo tam-
bién se denomina amplificador de continua.
Rangos de frecuencia
Otra forma de clasificar los amplificadores es atendiendo a su rango de frecuencias. Por ejemplo, unamplificador
de audio es un amplificador que opera en el rango de frecuencias comprendido entre 20 Hz y 20 kHz. Por otro
lado, un amplificador de radiofrecuencia (RF) es aquel que amplifica frecuencias por encima de 20 kHz, habi-
tualmente mucho más altas. Por ejemplo, los amplificadores de RF de las radios de AM amplifican frecuencias
comprendidas entre 535 y 1605 kHz, y los amplificadores de RF de las radios de FM amplifican frecuencias entre
88 y 108 MHz.
Los amplificadores también se clasifican como de banda estrecha y de banda ancha. Un amplificador de
banda estrecha trabaja en un rango de frecuencias pequeño, como por ejemplo, entre 450 y 460 kHz. Un amplifi-
cador de banda ancha opera en un rango de frecuencias grande, por ejemplo, de 0 a 1 MHz.
Normalmente, los amplificadores de banda estrecha son amplificadores de RF sintonizados, lo que significa
que su carga en alterna es un circuito tanque resonante de alto Q sintonizado con una emisora de radio o un canal
de televisión. Los amplificadores de banda ancha no suelen estar sintonizados; es decir, su carga en alterna es re-
sistiva.
La Figura 12.3a es un ejemplo de un amplificador de RF sintonizado. El circuito tanque LC es un circuito re-
sonante a cualquier frecuencia. Si el circuito tanque tiene un alto Q, el ancho de banda es estrecho. La salida está
acoplada capacitivamente a la siguiente etapa.
La Figura 12.3b muestra otro ejemplo de un amplificador de RF sintonizado. Esta vez, la señal de salida de
banda estrecha se acopla a la siguiente etapa mediante un transformador.
Niveles de señal
Ya hemos explicado el funcionamiento para pequeña señal, en el que la amplitud de pico a pico de la corriente de
colector es menor que el 10 por ciento de la corriente de colector en el punto de reposo. En el funcionamiento
para señales grandes, una señal de pico a pico emplea toda o prácticamente toda la recta de carga. En un sistema
estéreo, la pequeña señal procedente de un sintonizador de radio, un magnetófono o un reproductor de discos CD
se emplea como entrada a unpreamplificador, un amplificador que produce una salida más grande adecuada para
excitar los controles de volumen y tono. Después, la señal se utiliza como entrada de un amplificador de poten-
A LA SIGUIENTE
ETAPA
RC
(a)
A LA SIGUIENTE
ETAPA
(b)
(c)

Figura 12.3 Amplificadores de RF sintonizados. (a) Acoplamiento capacitivo. (b) Acoplamiento mediante transformador.
cia, el cual produce una potencia de salida que se encuentra en el rango comprendido entre unos pocos cientos de
milivatios y hasta cientos de vatios.
En el resto del capítulo estudiaremos los amplificadores de potencia y temas relacionados con ellos, como la
recta de carga en alterna, la ganancia de potencia y el rendimiento.
12.2 Dos rectas de cargas
Todo amplificador tiene un circuito equivalente de continua y un circuito equivalente de alterna. Por tanto, tiene
dos rectas de carga: una recta de carga en continua y una recta de carga en alterna. Cuando el amplificador trabaja
para pequeña señal, la posición del Q no es importante, pero en los amplificadores de gran señal, el punto Q tiene
que estar en el centro de la recta de car
ga en alterna para obtener la máxima excursión de la señal de salida posible.
Recta de carga en continua
La Figura 12.4a es un amplificador con polarización mediante divisor de tensión. Una forma de desplazar el punto
Q consiste en variar el valor de R2. Para valores muy grandes de R2, el transistor entra en saturación y su corriente
está dada por:
IC(sat) ⴝ
RC
V
ⴙ
CC
RE
(12.1)
Valores muy pequeños de R2 harán que el transistor se corte y su tensión será:
La Figura 12.4b muestra la recta de carga en continua en la que se indica el punto Q.
Recta de carga en alterna
La Figura 12.4c es el circuito equivalente de alterna del amplificador con polarización mediante divisor de tensión.
Con el emisor conectado a tierra de alterna, RE no tiene ningún efecto cuando el circuito trabaja en alterna. Ade-
más, la resistencia de colector en alterna es menor que la resistencia de colector en continua. Por tanto, cuando se
aplica una señal alterna, el punto de trabajo instantáneo se desplaza a lo lar go de la recta de carga en alterna
mostrada en la Figura 12.4d. En otras palabras, la tensión y la corriente sinusoidales de pico a pico quedan deter-
minadas por la recta de carga en alterna.
Como se muestra en la Figura 12.4d, los puntos de saturación y de corte sobre la recta de car ga en alterna di-
fieren de los de la recta de car
ga en continua. Puesto que las resistencias en alterna de colector y de emisor son más
pequeñas que las respectivas resistencias de continua, la recta de carga en alterna es mucho más inclinada. Es im-
portante observar que las rectas de carga en alterna y en continua se cortan en el punto Q. Esto ocurre cuando la
tensión alterna de entrada pasa por cero.
He aquí cómo determinar los puntos extremos de la recta de car ga en alterna. Si escribimos la ecuación para
obtener la tensión de colector:
R1
C
L
R2
RE
A LA SIGUIENTE
ETAPA
ENTRADA
+VCC
(a)
R1
C L
R2
RE
A LA SIGUIENTE
ETAPA
+VCC
(b)
358 Capítulo 12

Figura 12.4 (a) Amplificador con polarización mediante divisor de tensión. (b) Recta de carga en continua. (c) Circuito equivalente de
alterna. (d) Recta de carga en alterna.
vce icrc 0
es decir,
ic ⴝ ⴚ (12.3)
La corriente alterna de colector está dada por:
ic IC IC ICQ
y la tensión alterna de colector es:
vce VCE VCE VCEQ
Si sustituimos estas expresiones en la Ecuación (12.3) y reordenamos, obtenemos:
IC ⴝ ICQ ⴙ ⴚ (12.4)
Ésta es la ecuación de la recta de car ga en alterna. Cuando el transistor entra en saturación, VCE es cero y la
Ecuación (12.4) nos da:
ic(sat) ⴝ ICQ ⴙ (12.5)
donde ic(sat) corriente alterna de saturación
ICQ corriente continua de colector
VCEQ tensión continua colector-emisor
rc resistencia en alterna vista por el colector
VCEQ

rc
VCE

rc
VCEQ

rc
vce

rc
VCE
VCC
VCC
IC
IC
Q
Q
VCE
vce(corte) = VCEQ + ICQrc
RECTA DE CARGA EN ALTERNA
RECTA DE CARGA EN CONTINUA
+VCC
RC
R1
vin 2
R
E
R
L
R
(a) (b)
(d)
vin 2
R
rc
1
R
(c)
VCC
RC + RE
ic(sat) = ICQ +
VCEQ
rc

Cuando el transistor entra en corte, Ic es igual a cero. Por tanto
vce(corte) VCEQ VCE
y
VCE (IC)(rc)
podemos sustituir para obtener:
VCE (ICQ OA)(rc)
resultando que:
vce(corte) ⴝ VCEQ ⴙ ICQrc (12.6)
Puesto que la recta de carga en alterna tiene una pendiente más pronunciada que la recta de carga en continua, la
señal de salida máxima pico a pico (MPP) siempre es menor que la tensión de alimentación. Como fórmula, podemos
escribir:
MPP
VCC (12.7)
Por ejemplo, si la tensión de alimentación es 10 V, la salida sinusoidal máxima de pico a pico es menor que 10 V.
Recorte de señales grandes
Cuando el punto Q se encuentra en el centro de la recta de carga en continua (Figura 12.4d), la señal de alterna no
puede utilizar toda la recta de carga en alterna sin recortar la señal. Por ejemplo, si la señal de alterna aumenta, ob-
tendremos un recorte por la región de corte, como se muestra en la Figura 12.5a.
Si el punto Q se desplaza hacia arriba, como se ve en la Figura 12.5 b, una señal grande llevará al transistor a
entrar en saturación. En este caso, el recorte de la señal será por arriba, por saturación.Tanto los recortes por corte
como por saturación no son deseables, ya que distorsionan la señal. Cuando una señal distorsionada como ésta se
aplica a un altavoz, el sonido es terrible.
Figura 12.5 (a) Recorte por corte. (b) Recorte por saturación. (c) Punto Q óptimo.
IC
VCE
RECTA DE CARGA
EN ALTERNA
Q
(c)
IC
VCE
RECTA DE CARGA
EN ALTERNA
Q
(b)
RECORTE
IC
VCE
RECTA DE CARGA
EN ALTERNA
Q
(a)
RECORTE
360 Capítulo 12

Un amplificador de gran señal bien diseñado tiene el punto Q en el centro de la recta de car ga en alterna (Fi-
gura 12.5c). En este caso, obtenemos una salida máxima de pico a pico no recortada. Esta tensión alterna máxima
pico a pico no recortada también se conoce como salida nominal de alterna.
Salida máxima
Cuando el punto Q se encuentra por debajo del punto central de la recta de car ga en alterna, la salida máxima de
pico (MP) es ICQrc, como se muestra en la Figura 12.6a. Por el contrario, si el puntoQ se encuentra por encima del
punto central de la recta de carga en alterna, la salida máxima de pico es igual a VCEQ, como se muestra en la Fi-
gura 12.6b.
Por tanto, para cualquier punto Q, la salida máxima de pico es:
MP ⴝ ICQrc o VCEQ, que es muy pequeña (12.8)
y la salida máxima de pico a pico es dos veces esta cantidad:
MPP ⴝ 2MP (12.9)
Las Ecuaciones (12.8) y (12.9) resultan útiles en los procesos de localización de averías para determinar la salida
más grande sin recortar que se puede obtener.
Si el punto Q se encuentra en el centro de la recta de carga en alterna:
ICQrc ⴝ VCEQ (12.10)
Un diseñador tratará de satisfacer esta condición en la medida de lo posible, para la tolerancia de las resistencias
de polarización. La resistencia de emisor del circuito puede ajustarse para hallar el punto Q óptimo. Una fórmula
que se puede derivar para conocer la resistencia de emisor óptima es:
RE ⴝ (12.11)
Figura 12.6 Punto Q en el centro de la recta de carga en alterna.
IC
VCE
Q
(a)
IC
VCE
VCEQ
RECTA DE CARGA
EN ALTERNA
Q
(b)
ICQrc
RC ⴙ rc

VCC/VE ⴚ1
Ejemplo 12.1
¿Cuáles son los valores de ICQ, VCEQ y rc en el circuito de la Figura 12.7?
SOLUCIÓN
VB (30 V) 3,7 V
VE VB 0,7 V 3,7 V 0,7 V 3 V
IE 150 mA
ICQ IE 150 mA
3 V

20
VE

RE
68

68 490

VCEQ VC VE 12 V 3 V 9 V
rc RC RL 120 180 72
PROBLEMA PRÁCTICO 12.1 En la Figura 12.7, cambie RE de 20 a 30 . Halle ICQ y VCEQ.
Ejemplo 12.2
Determine los puntos de saturación y de corte de la recta de car
ga en alterna para el circuito de la Figura 12.7. Halle
también la tensión de salida máxima de pico a pico.
SOLUCIÓN A partir del Ejemplo 12.1, el punto Q del transistor es:
ICQ 150 mA y VCEQ 9 V
Para hallar los puntos de saturación y de corte en alterna, primero determinamos la resistencia de colector en al-
terna, rc:
rc RC RL 120 180 72
A continuación, determinamos los puntos extremos de la recta de carga en alterna:
ic(sat) ICQ 150 mA 275 mA
vce(corte) VCEQ ICQrc 9 V (150 mA)(72 ) 19,8 V
Ahora determinamos el valor máximo de pico a pico (MPP). Con una tensión de alimentación de 30 V:
MPP 30 V
MP será el valor más pequeño de los dos siguientes:
ICQrc (150 mA)(72 ) 10,8 V
y
VCEQ 9 V
Por tanto, MPP 2 (9 V) 18 V
PROBLEMA PRÁCTICO 12.2 En el Ejemplo 12.2, cambie RE a 30 y halle ic(sat), vce(corte) y MPP.
9 V

72
VCEQ

rc
Vin
+
– RE
20
RL
180
VCC = 30 V
R2
68
R1
490
RC
120
362 Capítulo 12

El amplificador con polarización mediante divisor de tensión de la Figura 12.8a es un amplificador de clase A, un
amplificador cuya señal de salida no está recortada. Con este tipo de amplificador , la corriente de colector fluye
durante el ciclo completo. Dicho de otra manera, no se produce nin-
gún recorte en la señal de salida en ningún instante durante el ciclo.
Ahora vamos a ver unas pocas ecuaciones que resultarán útiles en el
análisis de los amplificadores de clase A.
Ganancia de potencia
Además de la ganancia de tensión, cualquier amplificador tiene una
ganancia de potencia, que se define como sigue:
Ap ⴝ
p
p
o
i
u
n
t
(12.12)
En otras palabras, la ganancia de potencia es igual a la potencia de
salida en alterna dividida entre la potencia de entrada en alterna.
Por ejemplo, si el amplificador de la Figura 12.8 a tiene una po-
tencia de salida de 10 mW y una potencia de entrada de 10 W, tendrá una ganancia de potencia igual a:
Ap
1
1
0
0
m
W
W
1000
Potencia de salida
Si medimos la tensión de salida del circuito de la Figura 12.8
a en voltios eficaces, la potencia de salida vendrá dada
por:
pout ⴝ
vr
R
m

L
s
2
(12.13)
Normalmente, medimos la tensión de salida en voltios de pico a pico con un osciloscopio. En este caso, una
ecuación más adecuada para la potencia de salida es:
pout ⴝ
v
8
o
R

ut
L
2
(12.14)
El factor 8 en el denominador aparece porque vpp vrms. Elevando al cuadrado , se obtiene 8.
Figura 12.8 Amplificador de clase A.
IC
VCE
Q
+VCC
RC
R2
R1
RE
RL
(a) (b)
Idc
vout
2 2
2 2
INFORMACIÓN ÚTIL
La ganancia de potencia AP de un
amplificador en emisor común es
igual a AV Ai. Puesto que Ai puede
expresarse como Ai AV Zin /RL,
entonces AP puede escribirse como
AP AV AV Zin /RL o
AP A2
V Zin /RL.

La potencia máxima de salida se produce cuando el amplificador está generando la tensión máxima de salida
pico a pico, como se muestra en la Figura 12.8
b. En este caso,vpp es igual a la tensión máxima de salida pico a pico
y la potencia máxima de salida es:
pout(máx) ⴝ
M
8
P
R

P
L
2
(12.15)
Disipación de potencia en el transistor
Cuando no hay aplicada ninguna señal al amplificador de la Figura 12.8 a, la disipación de potencia estacionaria
es:
PDQ ⴝ VCEQICQ (12.16)
Esto es lógico: la disipación de potencia en reposo es igual a la tensión continua por la corriente continua.
Cuando se aplica una señal, la disipación de potencia en un transistor disminuye porque el transistor convierte
parte de la potencia estacionaria en potencia de señal. Por esta razón, la disipación de potencia estacionaria es el
caso peor. Por tanto, el límite de potencia de un transistor montado en un amplificador de clase A tiene que ser
mayor que PDQ; en caso contrario, el transistor se destruirá.
Consumo de corriente
Como se muestra en la Figura 12.8 a, la fuente de tensión continua tiene que suministrar una corriente conti-
nua Idc al amplificador. Esta corriente continua tiene dos componentes: la corriente de polarización a través del
divisor de tensión y la corriente de colector a través del transistor . A esta corriente continua se la denomina
consumo de corriente de la etapa. Si se dispone de un amplificador multietapa, hay que sumar los consumos
de corriente individuales para obtener el consumo total de corriente.
Rendimiento
La potencia continua suministrada a un amplificador por una fuente de continua es:
Pdc ⴝ VCCIdc (12.17)
Para comparar diseños de amplificadores de potencia, podemos utilizar el rendimiento, que se define como:
␩ ⴝ
p
P
o
d

u
c
t
ⴛ 100% (12.18)
Esta ecuación dice que el rendimiento es igual a la potencia de salida en alterna
dividida entre la potencia de entrada en continua.
El rendimiento de cualquier amplificador está entre el 0 y el 100 por ciento.
El rendimiento nos proporciona una forma de comparar dos diseños diferentes,
porque indica cómo de bien un amplificador convierte la potencia de entrada
en continua en potencia de alterna. Cuanto mayor sea el rendimiento, mejor
hará el amplificador la conversión de potencia de continua en potencia de al-
terna. Esto es importante en equipos que funcionan con baterías, porque un
alto rendimiento indica que la vida de las baterías será más larga.
Puesto que todas las resistencias excepto la resistencia de carga consumen
potencia, el rendimiento es menor del 100 por cien en un amplificador de clase
A. De hecho, puede demostrarse que el rendimiento máximo de un amplifica-
dor de clase A con una resistencia de colector en continua y una resistencia de carga separada es del 25 por ciento.
En algunas aplicaciones, el bajo rendimiento de un amplificador de claseA es aceptable. Por ejemplo, normal-
mente, las primeras etapas de pequeña señal de un sistema funcionan bien con rendimientos bajos, ya que la
potencia de entrada en continua es pequeña. De hecho, si la etapa final de un sistema necesita suministrar sólo unos
pocos cientos de milivatios, el consumo de corriente por parte de la fuente de alimentación puede ser lo suficien-
temente bajo como para ser aceptable. Pero cuando la etapa final tiene que entregar vatios de potencia, el consumo
de drenador normalmente suele ser excesivo para trabajar en clase A.
Amplificador de potencia seguidor de emisor
Cuando se utiliza un seguidor de emisor como amplificador de potencia de clase A al final del sistema, normal-
mente, un diseñador ubicará el punto Q en el centro de la recta de carga en alterna, para obtener la salida máxima
de pico a pico (MPP).
364 Capítulo 12
INFORMACIÓN ÚTIL
El rendimiento también se puede
definir como la capacidad del
amplificador para convertir su
potencia de entrada en continua en
potencia de salida en alterna útil.

Ejemplo 12.3
Si la tensión de salida de pico a pico es 18 V y la impedancia de entrada de la base es 100 , ¿cuál es la ganancia
de potencia en el circuito de la Figura 12.9a?
SOLUCIÓN Como se muestra en la Figura 12.9b:
zin(etapa) 490 68 100 37,4
La potencia de entrada en alterna es:
Pin 133,7 W
La potencia de salida en alterna es:
Pout 225 mW
La ganancia de potencia es:
Ap 1683
PROBLEMA PRÁCTICO 12.3 En la Figura 12.9a, si RL es 120 y la tensión de pico a pico de salida es
igual a 12 V, ¿cuál es la ganancia de potencia?
Ejemplo 12.4
¿Cuál es la disipación de potencia del transistor y el rendimiento del circuito de la Figura 12.9a?
SOLUCIÓN La corriente continua de emisor es:
225 mW

133,7 W
(18 V)2

8 (180 )
(200 mV)2

8 (37,4)
+
–
Vin
200 mV pp
490 68 100 120 180
Vin
200 mV pp
+
– RE
20
RL
180
VCC = 30 V
R2
68
R1
490
RC
120

366 Capítulo 12
IE 150 mA
La tensión continua de colector es:
VC 30 V (150 mA)(120 ) 12 V
y la tensión continua colector-emisor es:
VCEQ 12 V 3 V 9 V
La disipación de potencia del transistor es:
PDQ VCEQ ICQ (9 V)(150 mA) 1,35 W
Para hallar el rendimiento de la etapa:
Ipolarización 53,8 mA
Idc Ipolarización ICQ 53,8 mA 150 mA 203,8 mA
La potencia de entrada en continua a la etapa es:
Pdc VCC Idc (30 V)(203,8 mA) 6,11 W
Dado que la potencia de salida (calculada en el Ejemplo 12.3) es 225 mW, el rendimiento de la etapa es:
100% 3,68%
Ejemplo 12.5
Describa el funcionamiento del circuito de la Figura 12.10.
Figura 12.10 Amplificador de potencia de clase A.
SOLUCIÓN Se trata de un amplificador de potencia de clase A que excita a un altavoz. El amplificador utiliza
polarización mediante divisor de tensión y la señal alterna de entrada se acopla mediante un transformador a la base
del transistor. El transistor genera una ganancia de tensión y una ganancia de potencia con el fin de excitar al alta-
voz a través del transformador de salida.
Un altavoz pequeño con una impedancia de 3,2 sólo necesita 100 mW para funcionar. Un altavoz algo más
grande con una impedancia de 8 necesita entre 300 y 500 mW para funcionar correctamente. Por tanto, un
amplificador de potencia de clase A como el mostrado en la Figura 12.10 puede ser adecuado si todo lo que se
vin
RE
ALTAVOZ
+VCC
R2
R1
225 mW

6,11 W
30 V

490 68
3 V

20

necesita son unos pocos milivatios de potencia de salida. Dado que la resistencia de car ga también es la resisten-
cia de colector en alterna, el rendimiento de este amplificador de claseA es mayor que el del amplificador también
de clase A visto anteriormente. Utilizando la capacidad del transformador para adaptar impedancias, la resistencia
del altavoz ahora es
N
N
P
S

2
veces más grande en el colector. Si la relación de espiras fuera 10:1, un altavoz con una
resistencia de 32 simularía en el colector como un altavoz con una resistencia de 320 .
El amplificador de clase A estudiado anteriormente tiene una resistencia de colector separada RC y una resis-
tencia de carga RL. Lo mejor que se puede hacer en este caso es adaptar las impedancias, RL RC, para obtener el
rendimiento máximo del 25 por ciento. Cuando la resistencia de carga pasa a ser la resistencia de colector, como se
muestra en la Figura 12.10, recibe como mucho el doble de potencia de salida y el rendimiento máximo aumenta al
50 por ciento.
PROBLEMA PRÁCTICO 12.5 En la Figura 12.10, ¿cuál es la resistencia que presentaría al colector un altavoz
de 8 si la relación de espiras del transformador fuera de 5:1?
En la Figura 12.11a, los valores grandes de R2 saturarán el transistor, produciendo una corriente de saturación de:
IC(sat) ⴝ (12.19)
Figura 12.11 Rectas de carga en continua y en alterna.
vin
RL
RE
R2
R1
+VCC
(a) (b)
IC
VCC
Q
RECTA DE CARGA
EN CONTINUA
RE
VCE
VCC
VCC
IC
VCE
Q
(c)
ic(sat) ICQ +
VCE
re
vce(corte) = VCEQ + ICQre
VCC

RE

Figura 12.12 Excursiones máximas de pico.
Los valores pequeños de R2 llevarán al transistor al corte, produciendo una tensión de corte de:
La Figura 12.11b muestra la recta de carga en continua con el punto Q.
En la Figura 12.11a, la resistencia de emisor en alterna es menor que la resistencia de emisor en continua. Por
tanto, cuando se aplica una señal alterna, el punto de trabajo instantáneo se desplaza a lo largo de la recta de carga
en alterna mostrada en la Figura 12.1
1c. La tensión y la corriente sinusoidales pico a pico quedan determinadas por
la recta de carga en alterna.
Como se muestra en la Figura 12.11c, los puntos extremos de la recta de car
ga en alterna pueden hallarse como
sigue:
ic(sat) ⴝ ICQ ⴙ (12.21)
y
VCE(corte) ⴝ VCE ⴙ ICQ re (12.22)
Puesto que la recta de carga de alterna tiene una pendiente mayor que la recta de car ga en continua, la salida
máxima de pico a pico siempre es menor que la tensión de alimentación.Al igual que con el amplificador en emi-
sor común de clase A, MPP VCC.
Cuando el punto Q se encuentra por debajo del centro de la recta de carga de alterna, la salida máxima de pico
(MP) es ICQre, como puede verse en la Figura 12.12a. Por otro lado, si el puntoQ se encuentra por encima del cen-
tro de la recta de carga, la salida máxima de pico es VCEQ, como muestra la Figura 12.12b.
Como puede ver, determinar el valor MPPpara un amplificador seguidor de emisor es prácticamente lo mismo
que hacerlo para el amplificador en emisor común. La diferencia se encuentra en la necesidad de utilizar la resis-
tencia de emisor en alterna, re, en lugar de la resistencia de colector en alterna, rc. Para aumentar el nivel de
potencia de salida, el seguidor de emisor también se puede conectar en una configuración Darlington.
VCE

re
IC
VCE
Q
(a)
IC
VCE
VCEQ
Q
(b)
ICQre
368 Capítulo 12
Ejemplo 12.6
¿Cuáles son los valores de ICQ, VCEQ y re en el circuito de la Figura 12.13?
SOLUCIÓN
ICQ 456 mA
VCEQ 12 V 7,3 V 4,7 V
y
re 16 16 8
8 V 0,7 V

16

El funcionamiento en claseA es el modo normal de operación de un transistor en los circuitos lineales porque lleva
a los circuitos de polarización más simples y estables. Pero el funcionamiento en clase A no es la forma más efi-
ciente en la que puede trabajar un transistor. En algunas aplicaciones, como los sistemas alimentados con baterías,
el consumo de corriente y el rendimiento de la etapa empiezan a tener importancia en los diseños. En esta sección
se exponen los fundamentos del funcionamiento en clase B.
Figura 12.13 Amplificador de potencia seguidor de emisor.
PROBLEMA PRÁCTICO 12.6 En la Figura 12.13, cambie el valor de R1 a 100 y halle ICQ, VCEQ y re.
Ejemplo 12.7
Determine los puntos de saturación y de corte en alterna para el circuito de la Figura 12.13. Calcule también la ten-
sión de salida máxima de pico a pico del circuito.
SOLUCIÓN Del Ejemplo 12.6 sabemos que el punto Q en continua es:
ICQ 456 mA y VCEQ 4,7 V
Los puntos de saturación y de corte de la recta de carga en alterna se calculan como sigue:
re RC RL 16 16 8
ic(sat) ICQ 456 mA 1,04 A
vce(corte) VCEQ ICQre 4,7 V (456 mA)(8 ) 8,35 V
La salida máxima de pico a pico (MPP) se halla a partir del valor más pequeño de entre los dos siguientes:
MPP ICQre (456 mA)(8 ) 3,65 V
y
MP VCEQ 4,7 V
Por tanto, MPP 2 (3,65 V) 7,3 Vpp.
PROBLEMA PRÁCTICO 12.7 En el circuito de la Figura 12.13, si R1 100 , calcule el valor MPP.
4,7 V

8
VCE

re
Vin
+
– RE
16
RL
16
VCC = 12 V
R2
100
R1
50

Circuito push-pull
La Figura 12.14 muestra un amplificador de clase B básico. Cuando un transistor opera en clase B, recorta la mitad
del ciclo. Para evitar la distorsión resultante, podemos utilizar dos transistores en contrafase (push-pull), como se
muestra en la Figura 12.14. Push-pull quiere decir que un transistor conduce la mitad de un ciclo mientras que el
otro no conduce, y viceversa.
El circuito funciona de la siguiente manera: durante el semiciclo positivo de la tensión de entrada, el devanado
secundario de T1 tiene tensiones v1 y v2, como se muestra en la figura. Por tanto, el transistor superior conduce y el
inferior está cortado. La corriente de colector de Q1 fluye a través de la mitad superior del devanado de salida del
primario. Esto produce una tensión amplificada e invertida, que se acopla mediante el transformador al altavoz.
En el siguiente semiciclo de la tensión de entrada, las polaridades se invierten.Ahora, el transistor inferior con-
duce y el superior no. El transistor inferior amplifica la señal y el otro semiciclo aparece en el altavoz.
Dado que cada transistor amplifica una mitad del ciclo de entrada, el altavoz recibe un ciclo completo de la
señal amplificada.
Ventajas e inconvenientes
Dado que no hay circuito de polarización en el circuito de la Figura 12.14, cada uno de los transistores estará cor-
tado cuando no haya señal de entrada, lo que constituye una ventaja ya que no hay consumo de corriente cuando
la señal es cero.
Otra ventaja es la mejora en el rendimiento cuando existe una señal de entrada. El rendimiento máximo de un
amplificador push-pull de clase B es del 78,5 por ciento, por ello, los amplificadores de potencia
push-pull de clase
B se emplean más comúnmente para las etapas de salida que los amplificadores de potencia de clase A.
El principal inconveniente del amplificador mostrado en la Figura 12.14 es el uso de transformadores. Los
transformadores de audio son voluminosos y caros.Aunque ampliamente utilizados hace tiempo, los amplificado-
res con acoplamiento por transformador como el mostrado en la Figura 12.14 ya no son populares. Los diseños
más recientes han eliminado la necesidad de los transformadores en la mayoría de las aplicaciones.
12.5 Seguidor de emisor push-pull de clase B
Funcionamiento en clase B significa que la corriente de colector fluye sólo durante 180° del ciclo de la señal. para
que esto ocurra, el punto Q tiene que estar en el punto de corte tanto en la recta de carga en continua como en al-
terna. La ventaja de los amplificadores de clase B es que el consumo de corriente es menor y el rendimiento de la
etapa mayor.
Circuito push-pull
La Figura 12.15a muestra una forma de conectar un seguidor de emisor push-pull de clase B. Aquí, tenemos un
seguidor de emisor npn y un seguidor de emisor pnp conectados en contrafase.
Comenzamos el análisis con el circuito equivalente de continua de la Figura 12.15 b. El diseñador selecciona
las resistencias de polarización para definir el punto Q en el corte. Esto polariza el diodo de emisor de cada tran-
sistor entre 0,6 y 0,7 V, de modo que estén al borde la conducción. Idealmente:
ICQ 0
Figura 12.14 Amplificador push-pull de clase B.
ALTAVOZ
vin +VCC
Q2
Q1
v1
v2
–
–
–
+
+
+
T2
T1
–
–
+
+
370 Capítulo 12

Figura 12.15 Seguidor de emisor push-pull de clase B. (a) Circuito completo. (b) Circuito equivalente de continua.
Puesto que las resistencias de polarización son iguales, cada diodo de emisor se polariza con el mismo valor de ten-
sión. Como resultado, la mitad de la tensión de alimentación cae en los terminales colector -emisor de cada tran-
sistor. Es decir:
VCEQ ⴝ
V
2
CC
(12.23)
Recta de carga en continua
Dado que no hay ninguna resistencia de continua en los circuitos de colector ni de emisor en la Figura 12.15 b, la
corriente continua de saturación es infinita. Esto significa que la recta de car ga en continua es vertical, como se
muestra en la Figura 12.16a. Si piensa que ésta es una situación peligrosa, está en lo cierto. Lo más complicado en
el diseño de los amplificadores de clase B es configurar un puntoQ estable en la región de corte. Cualquier dismi-
nución significativa de VBE a causa de la temperatura puede desplazar el punto Q hacia arriba de la recta de carga
en continua hasta alcanzar corrientes peligrosamente altas. Por el momento, supongamos que el punto Q es extre-
madamente estable en la zona de corte, como se muestra en la Figura 12.16a.
Recta de carga en alterna
La Figura 12.16a muestra la recta de carga en alterna. Cuando cualquiera de los dos transistores está conduciendo,
su punto de operación se desplaza a lo largo de la recta de carga en alterna. La amplitud de la tensión del transis-
tor que está en conducción puede variar entre el corte y la saturación. En el otro semiciclo, el otro transistor tendrá
este mismo comportamiento. Esto significa que la salida máxima de pico a pico es:
MPP ⴝ VCC (12.24)
Análisis en alterna
La Figura 12.16b muestra el equivalente en alterna del transistor que está conduciendo. Es prácticamente idéntico
al seguidor de emisor en clase A. Ignorando re, la ganancia de tensión es:
Av
1 (12.25)
y la impedancia de entrada de la base es:
zin(base)
␤RL (12.26)
Funcionamiento global
En el semiciclo positivo de la tensión de entrada, el transistor superior de la Figura 12.15a conduce y el inferior está
cortado. El transistor superior se comporta como un seguidor de emisor normal, por lo que la tensión de salida es
aproximadamente igual a la tensión de entrada.
En el semiciclo negativo de la tensión de entrada, el transistor superior está cortado y el transistor inferior con-
duce. El transistor inferior se comporta como un seguidor de emisor normal y produce una tensión de carga apro-
ximadamente igual a la tensión de entrada. El transistor superior maneja el semiciclo positivo de la tensión de
+VCC
(a)
R1
R2
R3
R4
Vin
+VCC
(b)
R3
RL
R1
R2
R4

Figura 12.16 (a) Rectas de carga en continua y en alterna. (b) Circuito equivalente de alterna.
entrada y el transistor inferior se ocupa del semiciclo negativo. Durante cada semiciclo, la fuente ve una alta
impedancia en cualquiera de las bases.
Distorsión de cruce
La Figura 12.17a muestra el circuito equivalente en alterna de un seguidor de
emisor push-pull clase B. Supongamos que se aplica polarización a los diodos
de emisor. A continuación, la tensión alterna de entrada tiene que aumentar
hasta aproximadamente 0,7 V para superar la barrera de potencial de los dio-
dos de emisor. Por esta razón, no fluye ninguna corriente a través de
Q1 cuando
la señal es menor que 0,7 V.
El funcionamiento es similar en el otro semiciclo. Mientras que la tensión
alterna de entrada no sea más que negativa que0,7 V no fluirá corriente a tra-
vés de Q2. Por tanto, si no se aplica polarización a los diodos de emisor, la sa-
lida de un seguidor de emisor push-pull de clase B será similar a la mostrada
en la Figura 12.17b.
Debido al recorte que se produce entre los semiciclos, la salida que se ob-
tiene está distorsionada. Este recorte se produce entre el instante en que uno de
los transistores está cortado y el otro empieza a conducir , y esto se denomina
distorsión de cruce. Para eliminar esta distorsión de cruce, necesitamos apli-
car una ligera polarización en directa a cada emisor . Esto significa situar el
punto Q ligeramente por encima del punto de corte, como se muestra en la Figura 12.17
c. Como regla general, una
ICQ de entre el 1 y el 5 por ciento de IC(sat) es suficiente para eliminar la distorsión de cruce.
Clase AB
En la Figura 12.17c, la ligera polarización en directa implica que el ángulo de conducción será ligeramente mayor
que 180°, porque el transistor conducirá durante algo más que un semiciclo. Hablando estrictamente, ya no
Figura 12.17 (a) Circuito equivalente de alterna. (b) Distorsión de cruce. (c) El punto Q se encuentra un poco por encima del punto de corte.
(a)
RL
0,7 V
Q1
Q2 (b)
IC
VCE
IC (sat)
ICQ
VCEQ
RL
VCEQ
PUNTO Q
(c)
RECTA DE CARGA
EN CONTINUA
RECTA DE CARGA
EN ALTERNA
Q
2RL
VCC
IC
2
VCC
(a)
VCE
+
–
vin zin (base) RL
vout
(b)
ic
re
372 Capítulo 12
INFORMACIÓN ÚTIL
Algunos amplificadores de potencia
están polarizados para operar como
amplificadores de clase AB con el fin
de mejorar la linealidad de la señal
de salida. Un amplificador de clase
AB tiene un ángulo de conducción
de aproximadamente 210°. Sin
embargo, esta mejora en la linealidad
tiene un precio: una reducción
del rendimiento del circuito.

tendremos un funcionamiento en clase B puro, por lo que, en ocasiones, este modo de operación se denomina fun-
cionamiento en clase AB, y se define como un ángulo de conducción entre 180° y 360°. Pero apenas es clase AB;
por ello, muchas personas todavía se refieren a este circuito como amplificador push-pull de clase B, porque el
funcionamiento es una aproximación muy exacta al de clase B.
Fórmulas de potencia
Las fórmulas incluidas en la Tabla 12.1 se aplican a todas las clases de operación, incluyendo la operación push-
pull en clase B.
Cuando utilice estas fórmulas para analizar un seguidor de emisor push-pull en clase B/AB, recuerde que el
amplificador push-pull en clase B/AB tiene la recta de carga en alterna y las formas de onda indicadas en la Figura
12.18a. Cada transistor opera en un semiciclo.
Disipación de potencia del transistor
Idealmente, la disipación de potencia del transistor es cero cuando no existe señal de entrada, ya que ambos tran-
sistores estarán cortados. Si se aplica una ligera polarización directa para evitar la distorsión de cruce, la disipación
de potencia en reposo de cada transistor continuará siendo muy pequeña.
Cuando existe una señal de entrada, la disipación de potencia del transistor comienza a hacerse significativa.
La disipación de potencia del transistor depende de qué proporción de la recta de carga se utilice. La disipación de
potencia máxima de cada transistor está dada por:
PD(máx) ⴝ
M
40
P

R
P
L
2
(12.27)
La Figura 12.18b muestra cómo varía la disipación de potencia del transistor en función de la tensión de salida
pico a pico. Como se muestra,PD alcanza un máximo cuando la tensión de salida de pico a pico es el 63 por ciento
del valor MPP. Puesto que éste es el caso peor, cada uno de los transistores de un amplificador push-pull de clase
B/AB debe tener una limitación de potencia igual al menos a MPP2
/40RL.
Figura 12.18 (a) Recta de carga en clase B. (b) Disipación de potencia del transistor.
Vout
PD
0,63 MPP
MPP2
40RL
(b)
IC
VCE
VCEQ
(a)
VCEQ
RL
IC (sat)
Tabla 12.1 Fórmulas de potencia del amplificador
Ecuación Valor Ecuación Valor
Ap
p
p
o
i
u
n
t
Ganancia de potencia Pdc VCC Idc Potencia de entrada en continua
pout
v
8
o
R
ut
L
2
Potencia de salida en alterna
p
P
o
d
u
c
t
100% Rendimiento
pout(máx)
M
8
P
R
P
L
2

Potencia máxima de salida en
alterna

374 Capítulo 12
Ejemplo 12.8
La resistencia ajustable de la Figura 12.19 pone a los dos diodos de emisor al borde de la conducción. ¿Cuál es la
disipación máxima de potencia de los transistores? ¿Y la potencia máxima de salida?
SOLUCIÓN La salida máxima de pico a pico es:
MPP VCC 20 V
Utilizando la Ecuación (12.27):
PD(máx)
M
40
P
R
P
L
2

4
(2
0
0
(8
V

)2
)
1,25 W
La potencia máxima de salida es:
pout(máx)
M
8
P
R
P
L
2

(
8
2
(
0
8
V

)
)
2
6,25 W
PROBLEMA PRÁCTICO 12.8 En la Figura 12.19,
cambie VCC a 30 V y calcule PD(máx) y Pout(máx).
Ejemplo 12.9
Si la resistencia ajustable es 15 , ¿cuál es el rendimiento en el ejemplo anterior?
SOLUCIÓN La corriente continua que circula por las resistencias de polarización es:
Ipolarización 0,093 A
A continuación, tenemos que calcular la corriente continua que circula por el transistor superior. Veamos cómo
realizar este cálculo. Como se muestra en la Figura 12.18a, la corriente de saturación es:
IC(sat)
V
R
CE
L
Q

1
8
0

V
1,25 A
La corriente de colector en el transistor que conduce es una señal de media onda con un valor de pico igual aIC(sat).
Por tanto, tiene un valor medio de:
Imedia
IC(sat)

1,25 A
0,398 A
El consumo total de corriente es:
Idc 0,093 A 0,398 A 0,491 A
La potencia de entrada en continua es:
Pdc (20 V)(0,491 A) 9,82 W
El rendimiento de la etapa es:

p
P
o
d
u
c
t
100% 100% 63,6%
PROBLEMA PRÁCTICO 12.9 Repita el Ejemplo 12.9 utilizando 30 V para VCC.
6 25
, W
9,82 W
20 V

215
vin
+20 V
100
100
8
R

12.6 Polarización de amplificadores de clase B/AB
Como hemos explicado anteriormente, la cuestión más complicada en el diseño de un amplificador de clase B/AB
es conseguir un punto Q estable próximo al punto de corte. En esta sección vamos a abordar este problema y su so-
lución.
Polarización mediante divisor de tensión
La Figura 12.20 muestra una polarización mediante divisor de tensión para un circuito push-pull de clase B/AB.
Los dos transistores tienen que ser complementarios; es decir, deben tener curvas de VBE, valores máximos simi-
lares, etc. Por ejemplo, el 2N3904 y el 2N3906 son complementarios, siendo el primero un transistor npn y el se-
gundo pnp. Tienen curvas de VBE, valores máximos similares, etc. Hay disponibles pares complementarios como
estos para casi cualquier diseño push-pull de clase B/AB.
En la Figura 12.20, para evitar la distorsión de cruce, fijamos el punto Q ligeramente por encima del punto de
corte, con la correcta tensión VBE en algún punto entre 0,6 y 0,7 V. Pero el principal problema es el siguiente: la co-
rriente de colector es muy sensible a las variaciones de VBE. Las hojas de características indican que un incremento
de 60 mV en VBE produce 10 veces más corriente de colector, por lo que es necesaria una resistencia ajustable para
fijar el punto Q correcto.
Pero una resistencia ajustable no resuelve el problema de la temperatura; ya que aunque el punto
Q sea perfecto
a temperatura ambiente, variará cuando lo haga la temperatura. Como se ha explicado anteriormente, VBE dismi-
nuye aproximadamente 2 mV por cada grado que aumenta la temperatura. Cuando la temperatura aumenta en el
circuito de la Figura 12.20, la tensión fijada en cada diodo de emisor fuerza a que la corriente de colector se incre-
mente rápidamente. Si la temperatura aumenta 30°, la corriente de colector aumenta en un factor de 10, porque la
polarización fijada de 60 mV es demasiado alta. Por tanto, el punto Q es muy inestable con la polarización me-
diante divisor de tensión.
El mayor problema en el circuito de la Figura 12.20 es el calentamiento descontrolado. Cuando la tempe-
ratura aumenta, la corriente de colector aumenta, con lo que la temperatura de la unión aumenta todavía más,
reduciéndose aún más la tensión VBE correcta. Esta situación termina en que la corriente de colector puede “des-
controlarse” aumentando hasta que una potencia excesiva destruye el transistor.
Que tenga o no lugar este calentamiento descontrolado depende de las propiedades térmicas del transistor , de
las técnicas que se apliquen para enfriarlo y del tipo de disipador que se emplee. Con bastante frecuencia, un cir-
cuito de polarización mediante divisor de tensión como el de la Figura 12.20 producirá dicho calentamiento des-
controlado, el cual terminará destruyendo a los transistores.
Polarización mediante diodos
Una forma de evitar el calentamiento descontrolado es empleando una polarización mediante diodo, como se
muestra en la Figura 12.21. La idea consiste en utilizar diodos de compensación para generar la tensión de pola-
rización de los diodos de emisor. Para que este montaje funcione, las curvas de los diodos deben estar adaptadas a
las curvas VBE de los transistores. Así, cualquier aumento de la tempe-
ratura reduce la tensión de polarización desarrollada mediante los
diodos de compensación sólo en la cantidad necesaria.
Por ejemplo, supongamos una tensión de polarización de 0,65V
para una corriente de colector de hasta 2 mA. Si la temperatura au-
menta 30°C, la tensión en cada uno de los diodos de compensación
cae 60 mV. Puesto que la tensión VBE requerida también disminuye
60 mV, la corriente de colector permanece fija en 2 mA.
Para que la polarización mediante diodo sea inmune a las varia-
ciones de temperatura, las curvas de los diodos deben estar adapta-
das a las curvas VBE en un amplio rango de temperaturas. Esto no se
consigue fácilmente con circuitos discretos a causa de la tolerancia
de los componentes. Sin embargo, la polarización mediante diodos
se implementa fácilmente con circuitos integrados, ya que los dio-
dos y transistores se encuentran dentro del mismo chip, lo que
significa que tienen curvas prácticamente idénticas.
En la polarización mediante diodos, la corriente de polarización
que circula a través de los diodos de compensación en el circuito de
la Figura 12.21 es:
INFORMACIÓN ÚTIL
En los diseños actuales, los diodos de
compensación se montan sobre el
encapsulado de los transistores de
potencia de modo que, cuando los
transistores se calientan también lo
hacen los diodos. Normalmente, los
diodos se fijan a los transistores de
potencia mediante adhesivo no
conductor que tiene buenas
características de transferencia
térmica.

Ipolarización ⴝ
VCC ⴚ
2

R
2VBE
(12.28)
Cuando los diodos de compensación están adaptados a las curvas VBE de los transistores, ICQ tiene el mismo valor
que Ipolarización (para obtener información más detallada, consulte la Sección 17.7.) Como hemos dicho anterior-
mente, ICQ debe tener un valor comprendido entre el 1 y el 5 por ciento de IC(sat) para evitar la distorsión de cruce.
376 Capítulo 12
R1
1
R
R2
R2
+VCC
2VBE
+
–
Figura 12.20 Polarización mediante divisor de tensión de un
amplificador push-pull de clase B.
R
R
+VCC
2VBE
+
–
Figura 12.21 Polarización mediante diodos del amplificador
push-pull de clase B.
Ejemplo 12.10
¿Cuál es la corriente de colector en reposo en el circuito de la Figura 12.22? ¿Y el rendimiento máximo del ampli-
ficador?
SOLUCIÓN La corriente de polarización a través
del diodo de compensación es:
Ipolarización
20
2(
V
3,

9 k
1

,4
)
V
2,38 mA
Éste es el valor de la corriente de colector en reposo,
suponiendo que los diodos de compensación están
adaptados a los diodos de emisor.
La corriente de colector de saturación es:
IC(sat)
V
R
CE
L
Q

1
1
0
0

V
1 A
El valor medio de la corriente de colector de media
onda es:
Imedia
IC(sat)

1 A
0,318 A
El consumo total de corriente es:
vin
+20 V
3,9 k
3,9 k
10

Idc 2,38 mA 0,318 A 0,32 A
La potencia de entrada en continua es:
Pdc (20 V)(0,32 A) 6,4 W
La potencia máxima de salida en alterna es:
pout(máx)
M
8
P
R
P
L
2

8
( 2
(1
0
0
V

)2
)
5 W
El rendimiento de la etapa es:

p
P
o
d
u
c
t
100%
6
5
,4
W
W
100% 78,1%
PROBLEMA PRÁCTICO 12.10 Repita el Ejemplo 12.10 utilizando 30 V para VCC.
En el seguidor de emisor push-pull de clase B/AB que hemos estudiado, la señal alterna estaba acoplada capaciti-
vamente a las bases. Este método no es la forma más adecuada de excitar un amplificador push-pull de clase
B/AB.
Excitador en emisor común
La etapa que precede a la etapa de salida se denomina excitador. En lugar de emplear un acoplo capacitivo en la
etapa push-pull de salida, podemos utilizar el excitador en emisor común con acoplo directo mostrado en la Figura
12.23a. El transistor Q1 es una fuente de corriente que establece la corriente continua de polarización a través de
los diodos. Ajustando R2, podemos controlar la corriente continua de emisor a través de R4. Esto significa que Q1
suministra la corriente de polarización a través de los diodos de compensación.
Cuando una señal alterna excita la base de Q1, actúa como un amplificador con resistencia de emisor sin desa-
coplar. La señal alterna amplificada e invertida del colector de Q1 excita las bases de Q2 y Q3. En el semiciclo
positivo, Q2 conduce y Q3 está cortado. En el semiciclo negativo,Q2 está cortado y Q3 conduce. Puesto que el con-
densador de acoplo de salida es un cortocircuito en alterna, la señal alterna se acopla a la resistencia de carga.
Figura 12.23 (a) Excitador en emisor común con acoplo directo. (b) Circuito equivalente de alterna. (c) Circuito equivalente simplificado de
alterna.
+VCC
R3
R4
R1
Q2
Q3
Vout
+
–
R2
RL
Q1
Vin
(a)
R3
(b)
R4
Q1
(c)
re
re
R3
R4
Q1

Figura 12.24 Realimentación negativa en dos etapas en un excitador en emisor común.
La Figura 12.23b muestra el circuito equivalente de alterna del excitador en emisor común. Los diodos se han
reemplazado por sus resistencia de emisor en alterna. En cualquier circuito práctico,re es al menos 100 veces más
pequeña que R3. Por tanto, el circuito equivalente de alterna se simplifica como se muestra en la Figura 12.23 c.
Ahora podemos ver que la etapa del excitador es un amplificador con resistencia de emisor sin desacoplar
, cuya
salida amplificada e invertida excita ambas bases de los transistores de salida con la misma señal.
A menudo, la im-
pedancia de entrada de los transistores de salida es muy alta, por lo que podemos aproximar la ganancia de tensión
del excitador mediante la expresión:
AV
R
R
3
4

En resumen, la etapa excitadora de un amplificador de tensión con resistencia de emisor sin desacoplar produce
una señal grande para el amplificador push-pull de salida.
Realimentación negativa en dos etapas
La Figura 12.24 es otro ejemplo de uso de una etapa en emisor común para gran señal, que permite excitar un
seguidor de emisor push-pull de clase B/AB. El excitador Q1 amplifica e invierte la señal de entrada. A continua-
ción, la etapa push-pull proporciona la ganancia de corriente necesaria para excitar al altavoz de baja impedancia.
Observe que el excitador en emisor común tiene el emisor conectado a tierra. En consecuencia, este excitador tiene
una mayor ganancia de tensión que el excitador de la Figura 12.23a.
La resistencia R2 hace dos cosas útiles: la primera es que dado que está conectada a un tensión continua de
VCC /2, esta resistencia proporciona la polarización continua para Q1. En segundo lugar, R2 produce una reali-
mentación negativa para la señal alterna. Veamos por qué: una señal positiva en la base de Q1 produce una señal
negativa en el colector de Q1. La salida del seguidor de emisor es por tanto negativa. Cuando se realimenta a tra-
vés de R2 la base de Q1, esta señal de retorno se opone a la señal de entrada original. Ésta es precisamente la
realimentación negativa que estabiliza la polarización y la ganancia de tensión del amplificador completo.
Los amplificadores de potencia de audio integrados a menudo se utilizan en aplicaciones de baja a media
potencia. Estos amplificadores, como por ejemplo un LM380 IC, contienen transistores de salida polarizados en
clase AB y se estudiarán en el Capítulo 18.
En clase B, necesitamos utilizar una configuraciónpush-pull. Por esto, casi todos los amplificadores de clase B son
amplificadores push-pull. En clase C, necesitamos utilizar un circuito resonante para la car
ga, razón por la cual casi
todos los amplificadores de clase C son amplificadores sintonizados.
vin
+VCC
ALTAVOZ
R1
R2
Q1
Q3
Q2
378 Capítulo 12

Frecuencia de resonancia
En el funcionamiento en clase C, la corriente de colector fluye durante menos de una mitad del ciclo. Un circuito
resonante paralelo puede filtrar los impulsos de la corriente de colector y producir una onda sinusoidal pura como
tensión de salida. La principal aplicación del funcionamiento en clase C se encuentra en los amplificadores de RF
sintonizados. El rendimiento máximo de un amplificador en clase C sintonizado es del 100 por cien.
La Figura 12.25a muestra un amplificador de RF sintonizado. La tensión alterna de entrada excita la base y una
tensión de salida amplificada aparece en el colector. La señal amplificada e invertida se acopla entonces capaciti-
vamente a la resistencia de carga. Puesto que se trata de un circuito resonante paralelo, la tensión de salida es má-
xima a la frecuencia de resonancia y está dada por:
(12.29)
A cada uno de los lados de la frecuencia de resonanciafr, la ganancia de tensión decrece como se muestra en la
Figura 12.25b. Por esta razón, siempre se emplea un amplificador de clase C sintonizado para amplificar una banda
de frecuencias estrecha, lo que le hace ideal para amplificar señales de radio y de televisión porque cada emisora
o canal tiene asignada una banda de frecuencias estrecha alrededor de una frecuencia central.
Como se muestra en el circuito equivalente de continua de la Figura 12.25c, el amplificador de clase C no está
polarizado. La resistencia RS del circuito de colector es la resistencia serie de la bobina.
Rectas de carga
La Figura 12.25d muestra las dos rectas de car ga. La recta de car ga en continua es aproximadamente vertical
porque la resistencia del devanado RS de una bobina de RF es muy pequeña. La recta de car ga en continua no es
importante porque el transistor no está polarizado. Lo que es importante es la recta de car ga en alterna. Como se
indica, el punto Q se encuentra en el extremo inferior de la recta de car
ga en alterna. Cuando hay una señal alterna,
Figura 12.25 (a) Amplificador de clase C sintonizado. (b) Ganancia de tensión en función de la frecuencia. (c) Circuito equivalente de
continua no polarizado. (d) Las dos rectas de carga. (e) Circuito equivalente de alterna.
RECTA DE CARGA
EN CONTINUA
C L
(a)
AV(max)
AV
fr
f
(b) (c)
RS
+VCC
RECTA DE CARGA
EN ALTERNA
Q
(d) (e)
L C
RB
RL
RB
+VCC
RB
VCE
VCC
VCC
rc
rc
f
LC
r =
1
2π

el punto de trabajo instantáneo se desplaza hacia arriba por la recta de car ga
hacia el punto de saturación. El impulso máximo de la corriente de colector
está determinado por la corriente de saturación VCC/rc.
Cambio del nivel de continua
de la señal de entrada
La Figura 12.25e muestra el circuito equivalente de alterna. La señal de en-
trada excita al diodo de emisor y los impulsos de corriente amplificados exci-
tan el circuito tanque resonante. En un amplificador de clase C sintonizado, el
condensador de entrada es parte del circuito cambiador de nivel negativo, que
hace que el nivel de continua de la señal que aparece en el diodo de emisor se desplace en sentido negativo.
La Figura 12.26a ilustra el circuito cambiador de nivel de continua negativo. Sólo los picos positivos de la
señal de entrada pueden poner en conducción al diodo de emisor . En consecuencia, la corriente de colector fluye
en forma de breves impulsos, como se muestra en la Figura 12.26b.
Filtrado de armónicos
En el Capítulo 5 se ha explicado brevemente el concepto de armónico. La idea básica es la siguiente: una forma de
onda sinusoidal como la mostrada en la Figura 12.26b es rica en armónicos, múltiplos de la frecuencia de entrada.
En otras palabras, los impulsos de la Figura 12.26b son equivalentes a un grupo de ondas seno con frecuencias f,
2f, 3f, . . . , nf.
El circuito tanque resonante de la Figura 12.26c sólo presenta una alta impedancia a la frecuencia fundamental
f, lo que produce una ganancia de tensión grande a dicha frecuencia. Por el contrario, el circuito tanque presenta
una impedancia muy baja para los armónicos de orden superior , produciendo una ganancia de tensión muy pe-
queña. Por esto es por lo que la tensión en tanque resonante parece casi una onda sinusoidal pura, como la mos-
trada en la Figura 12.26d. Puesto que todos los armónicos de orden superior se filtran, sólo la frecuencia funda-
mental aparece en el circuito tanque.
Puesto que el amplificador sintonizado de clase C tiene una señal de entrada con un nivel de continua desplazado
en sentido negativo, puede emplearse un voltímetro de continua con alta impedancia para medir la tensión en el
Figura 12.26 (a) La señal de entrada se desplaza en sentido negativo en la base. (b) Flujo de impulsos de la corriente de colector. (c) Circuito
de colector en alterna. (d) Forma de onda de la tensión de colector.
DIODO
DE EMISOR
(a)
0
0
MENOR QUE 180º
(b)
L C
(c) (d)
θ
+VP
–VP
RB
≈ – 2VP
≈ – VP
IC
≈ 2VCC
VCC
VCE(sat)
rc
0
380 Capítulo 12
INFORMACIÓN ÚTIL
La mayoría de los amplificadores de
clase C se diseñan de modo que el
valor de pico de la tensión de entrada
sea justo lo suficiente para hacer que
el transistor entre en saturación.

diodo de emisor. Si el circuito está funcionando correctamente, la lectura que se obtenga tendrá que ser una ten-
sión negativa aproximadamente igual al pico de la señal de entrada.
La prueba del voltímetro que acabamos de describir resulta útil cuando no se dispone de un osciloscopio. Sin
embargo, si se tiene un osciloscopio, una prueba aún mejor consiste en visualizar la forma de onda del diodo de
emisor, que deberá ser una forma de onda con el nivel de continua desplazado en sentido negativo cuando el cir-
cuito funciona correctamente.
Ejemplo 12.11
Describa el funcionamiento del circuito de la Figura 12.27.
SOLUCIÓN El circuito tiene una frecuencia de resonancia de:
Si la frecuencia de la señal de entrada es ésta, el circuito clase C sintonizado amplificará la señal de entrada.
En la Figura 12.27, la señal de entrada tiene un valor de pico a pico de 10 V. El nivel de continua de la señal se
desplaza en sentido negativo en la base del transistor obteniendo un pico positivo de0,7 V y un pico negativo de
9,3 V. La tensión media de base es de 4,3 V, la cual se puede medir con un voltímetro de continua de alta im-
pedancia.
La señal de colector se invierte gracias a la conexión en emisor común. La tensión continua o media de la señal
de colector es igual a 15 V, que es la tensión de alimentación. Por tanto, la tensión de colector pico a pico es de
30 V. Esta tensión está acoplada capacitivamente a la resistencia de car ga. La tensión de salida final tiene un pico
positivo de 15 V y un pico negativo de 15 V.
PROBLEMA PRÁCTICO 12.11 En el circuito de la Figura 12.27, cambie el condensador de 470 pF a 560 pF
y VCC a 12 V. Calcule fr y Vout pico a pico.
fr = =
1
2 2 470
5 19
π µ
( )( )
,
H pF
MHz
+15 V
470 pF 2 µH
1 k
≈ +30 V
4,7 k
+15 V
≈ 0 V
–15 V
0 V
+15 V
1000 pF
0 V
+5 V
–5 V
–4,3 V
+0,7 V
–9,3 V
0,01 µF
Un amplificador de clase C sintonizado normalmente es un amplificador de banda estrecha. La señal de entrada en
un circuito de clase C se amplifica para obtener una mayor potencia de salida con un rendimiento aproximada-
mente del 100 por cien.

382 Capítulo 12
f
f2
f1
BW
AV
AV(máx)
0,707 AV(máx)
Figura 12.28 Ancho de banda.
Ancho de banda
Como se ha estudiado en cursos anteriores, el ancho de banda (BW, bandwidth) de un circuito resonante se de-
fine como:
BW ⴝ f2 ⴚ f1 (12.30)
donde f1 frecuencia inferior de potencia mitad
f2 frecuencia superior de potencia mitad
Las frecuencias de potencia mitad son idénticas a las frecuencias en las que la ganancia de tensión es igual a 0,707
veces la ganancia máxima, como se muestra en la Figura 12.28. El ancho de banda mínimo es el ancho de banda
más estrecho del amplificador.
Aplicando la Ecuación (12.30), podemos derivar esta nueva relación para el ancho de banda:
BW ⴝ (12.31)
donde Q es el factor de calidad del circuito. La Ecuación (12.31) dice que el ancho de banda es inversamente pro-
porcional a Q. Cuanto mayor sea el factor de calidad Q del circuito, menor será el ancho de banda.
Los amplificadores de clase C casi siempre tienen un factor de calidad Q del circuito mayor que 10. Esto sig-
nifica que el ancho de banda es menor que el 10 por ciento de la frecuencia de resonancia. En consecuencia, los
amplificadores de clase C son amplificadores de banda estrecha. La salida de un amplificador de banda estrecha es
una tensión sinusoidal grande a la frecuencia de resonancia con un decrecimiento rápido en las frecuencias por
encima y por debajo de la de resonancia.
Mínimo de corriente en resonancia
Cuando un circuito tanque está en resonancia, la impedancia de carga en alterna vista por la fuente de corriente de
colector es máxima y puramente resistiva. Por tanto, la corriente de colector en resonancia es mínima. Por encima
y por debajo de la frecuencia de resonancia, la impedancia de car
ga en alterna disminuye y la corriente de colector
aumenta.
Una forma de sintonizar un tanque resonante consiste en buscar una forma de hacer que disminuya la corriente
continua suministrada al circuito, como se muestra en la Figura 12.29. La idea básica consiste en medir la corrien-
te Idc de la fuente de alimentación mientras se sintoniza el circuito (variando L o C). Cuando el circuito tanque
entra en resonancia para una frecuencia de entrada, la lectura del amperímetro marcará un valor mínimo. Esto in-
dica que el circuito está correctamente sintonizado, porque el tanque presenta una impedancia máxima en ese
punto.
Resistencia de colector en alterna
Cualquier bobina tiene una resistencia serie RS, como se indica en la Figura 12.30 a. El factor de calidad Q de la
bobina se define como:
QL ⴝ (12.32)
XL

RS
fr

Q
A
Amplificador
de clase C
sintonizado
+VCC
Idc
Figura 12.29 Mínimo de corriente en resonancia.

Figura 12.30 (a) Resistencia equivalente serie de una bobina. (b) Resistencia equivalente paralelo de una bobina.
donde QL factor de calidad de la bobina
XL reactancia inductiva
RS resistencia de la bobina
Recuerde que se trata del factor de calidad Q sólo de la bobina. El circuito completo tiene un factor de calidad
menor porque incluye el efecto de la resistencia de carga, así como la resistencia de la bobina.
Como se ha estudiado en cursos más básicos, la resistencia serie de la bobina se puede reemplazar por una re-
sistencia paralelo RP, como se muestra en la Figura 12.30 b. Cuando Q es mayor que 10, esta resistencia equiva-
lente viene dada por:
RP ⴝ QLXL (12.33)
En resonancia, en el circuito de la Figura 12.30b, XL cancela a XC, quedando sólo RP en paralelo con RL. Por tanto,
la resistencia en alterna vista por el colector en resonancia es:
rc ⴝ RP
RL (12.34)
El factor de calidad Q del circuito completo está dado por:
Q ⴝ
X
r

c
L
(12.35)
Este factor de calidad Q es menor que QL, el factor de calidad de la bobina. En los amplificadores de clase C prác-
ticos, el factor de calidad de la bobina típicamente es de 50 o mayor y el factor de calidad del circuito es 10 o
mayor. Puesto que el factor de calidad total es 10 o mayor, el funcionamiento es de banda estrecha.
Ciclo de trabajo
Como se muestra en la Figura 12.31a, la breve conducción del diodo de emisor en cada pico positivo produce im-
pulsos estrechos de corriente de colector . Cuando se tienen impulsos de este tipo, resulta conveniente definir el
ciclo de trabajo como:
D ⴝ
W
T
(12.36)
donde D ciclo de trabajo
W anchura del impulso
T período de los impulsos
Por ejemplo, si un osciloscopio muestra un anchura de impulso de 0,2 s y un período de 1,6 s, el ciclo de tra-
bajo será:
Figura 12.31 Ciclo de trabajo.
W
T 360
(a) (b)
(a)
C
L
C L
(b)
RL
RS
RL
RP

384 Capítulo 12
Cuanto menor sea el ciclo de trabajo, más estrechos serán los impulsos comparados con el período. El amplifi-
cador de clase C típico tiene un ciclo de trabajo pequeño. De hecho, el rendimiento de un amplificador de clase C
aumenta cuando el ciclo de trabajo disminuye.
Ángulo de conducción
Un método equivalente que permite establecer el ciclo de trabajo consiste en utilizar el ángulo de conducción ,
como se muestra en la Figura 12.31b:
D ⴝ
36
␾
0°
(12.37)
Por ejemplo, si el ángulo de conducción es 18°, el ciclo de trabajo será:
D
3
1
6
8
0
°
°
0,05
Disipación de potencia del transistor
La Figura 12.32a muestra la tensión colector-emisor ideal en un amplificador de transistores de clase C. En la Fi-
gura 12.32a, la salida máxima viene dada por:
MPP ⴝ 2VCC (12.38)
Dado que la tensión máxima es aproximadamente 2VCC, el transistor debe tener una tensión máxima VCEO mayor
que 2VCC.
La Figura 12.32bmuestra la corriente de colector de un amplificador de clase C. Normalmente, el ángulo de con-
ducción es mucho menor que 180°. Observe que la corriente de colector alcanza un valor máximo igual a IC(sat).
El transistor tiene que poder soportar una corriente de pico mayor que ésta. Las partes dibujadas con líneas de pun-
tos del ciclo representan el tiempo que el transistor no conduce.
La disipación de potencia del transistor depende del ángulo de conducción. Como se muestra en la Figura
12.32c, la disipación de potencia aumenta con el ángulo de conducción hasta 180°. La disipación de potencia má-
xima del transistor puede conocerse mediante el cálculo siguiente:
PD ⴝ (12.39)
Figura 12.32 (a) Salida máxima. (b) Ángulo de conducción. (c) Disipación de potencia del transistor. (d) Consumo de corriente.
(e) Rendimiento.
(a)
0
(b)
(c)
180º
(d)
180º
(e)
180º
100%
78,5%
VCE
2VCC
VCC
IC
IC(sat)
Idc
0,318 IC(sat)
PD
MPP2
40rc
η
θ
φ
θ
φ φ φ
MPP2

40rc
D = =
0 2
0 125
,
,
µ
µ
s
1,6 s

La Ecuación (12.39) representa el caso peor. Un transistor que opera en clase C debe tener una limitación de
potencia mayor que ésta o resultará destruido. En condiciones de excitación normales, el ángulo de conducción
debe ser mucho menor que 180° y la disipación de potencia del transistor será menor que MPP2
/40rc.
Rendimiento de la etapa
La corriente continua de colector depende del ángulo de conducción. Para un ángulo de conducción de 180° (una
señal de media onda), la corriente continua o media de colector esIC(sat)/ . Para ángulos de conducción pequeños,
la corriente continua de colector es menor que ésta, como se muestra en la Figura 12.32
d. La corriente continua de
colector es el único consumo de corriente en un amplificador de clase C porque no hay resistencias de polariza-
ción.
En un amplificador de clase C, la mayor parte de la potencia de entrada en continua se convierte en potencia
alterna en la carga, porque las pérdidas en el transistor y la bobina son muy pequeñas. Por esta razón, un amplifi-
cador de clase C tiene un alto rendimiento de etapa.
La Figura 12.32e muestra cómo varía el rendimiento óptimo de la etapa con el ángulo de conducción. Cuando
el ángulo es 180°, el rendimiento de la etapa es del 78,5 por ciento, el máximo teórico para un amplificador de clase
B. Cuando el ángulo de conducción decrece, el rendimiento de la etapa aumenta. Como se indica, la clase C pre-
senta un rendimiento máximo del 100 por cien cuando nos aproximamos a ángulos de conducción muy pequeños.
La Tabla-resumen 12.1 ilustra las características de los amplificadores de clase A, B/AB y C.
Ejemplo 12.12
Si QL es 100 en el circuito de la Figura 12.33, ¿cuál es el ancho de banda del amplificador?
SOLUCIÓN A la frecuencia de resonancia (hallada en el Ejemplo 12.11):
XL 2 fL 2 (5,19 MHz)(2 H) 65,2
Aplicando la Ecuación (12.33), la resistencia paralelo equivalente de la bobina es:
RP QLXL (100)(65,2 ) 6,52 k
Esta resistencia está en paralelo con la resistencia de carga, como se muestra en la Figura 12.33b. Por tanto, la re-
sistencia de colector en alterna es:
rc 6,52 k 1 k 867
6,52 k 1 k
C L
(b)
RL
RP
+15 V
470 pF 2 µH
1 k
≈ +30 V
4,7 k
+15 V
≈ 0 V
–15 V
0 V
+15 V
1000 pF
0 V
+5 V
–5 V
–4,3 V
+0,7 V
–9,3 V
0,01 µF
(a)

386 Capítulo 12
Aplicando la Ecuación (12.35), el factor de calidad Q del circuito completo es:
Q
X
rc
L

6
8
5
6
,
7
2

13,3
Puesto que la frecuencia de resonancia es 5,19 MHz, el ancho de banda será:
BW
5,1
1
9
3
M
,3
Hz
390 kHz
Ejemplo 12.13
En el circuito de la Figura 12.33a, ¿cuál es la disipación de potencia en el caso peor?
SOLUCIÓN La salida máxima de pico a pico es:
MPP 2VCC 2(15 V) 30 V pp
La Ecuación (12.39) nos proporciona la disipación de potencia del transistor en el caso peor:
PD
M
40
P
r
P
c
2

40
(3
(8
0
6
V
7
)

2
)
26 mW
PROBLEMA PRÁCTICO 12.13 En la Figura 12.33, si VCC es 12 V, ¿cuál es la disipación de potencia en el
caso peor?
12.10 Características de potencia del transistor
La temperatura en la unión del colector pone un límite a la disipación de potencia permitida PD. Dependiendo del
tipo de transistor, una temperatura de la unión en el rango de 150 a 200°C destruirá el transistor. Las hojas de ca-
racterísticas especifican esta temperatura máxima de la unión como TJ(máx). Por ejemplo, la hoja de características
de un 2N3904 especifica unaTJ(máx) de 150°C; la hoja de características de un 2N3719 indica unaTJ(máx) de 200°C.
Temperatura ambiente
El calor producido en la unión pasa a través del encapsulado del transistor (car-
casa de metal o de plástico) y lo expulsa al aire circundante. La temperatura del
aire circundante se conoce como temperatura ambiente y tiene un valor de
aproximadamente 25°C, aunque puede ser más alta en días calurosos. La tem-
peratura ambiente también puede ser mucho más alta dentro de un componente
de un equipo electrónico.
Factor de ajuste
A menudo las hojas de características especifican la PD(máx) de un transistor
para una temperatura ambiente de 25°C. Por ejemplo, el 2N1936 tiene una po-
tencia PD(máx) de 4 W para una temperatura ambiente de 25°C. Esto significa
que un 2N1936 empleado en un amplificador de clase A puede tener una disi-
pación de potencia en reposo tan alta como 4 W. Mientras que la temperatura
ambiente es igual a 25°C o menor
, el transistor está dentro de los límites de po-
tencia especificados.
¿Qué podemos hacer si la temperatura ambiente es mayor que 25°C? Ten-
dremos que ajustar (reducir) el límite de potencia. En ocasiones, las hojas de
características incluyen una curva de ajuste como la mostrada en la Figura
INFORMACIÓN ÚTIL
Para circuitos integrados no se puede
especificar una temperatura máxima
de la unión porque contiene muchos
transistores. Por tanto, en su lugar,
para los circuitos integrados se define
una temperatura máxima del disposi-
tivo o una temperatura máxima del
encapsulado. Por ejemplo, el amplifi-
cador operacional integrado A741
tiene un límite de potencia de 500
mW en un encapsulado metálico, de
310 mW si se trata de un encapsulado
DIP y de 570 mW si es un encapsulado
flatpack.

Tabla-resumen 12.1 Clases de amplificador
Circuito Características Se usa en
R2
R1
RL
RC
RE
Vin
+
–
VCC
R1
R2
R3
R4
Vin
+
–
VCC
RL
RB
RL
Vin
+
–
VCC
C L
Distorsión: pequeña, debida a la
distorsión no lineal
Rendimiento máximo: 25%
MPP VCC
Puede utilizar acoplamiento
mediante transformador para
conseguir un rendimiento de
50%
Amplificador de
baja potencia
donde el
rendimiento no es
importante
Amplificador de
potencia de salida.
Puede utilizar
configuraciones
Darlington y
diodos en el
circuito de
polarización
Amplificador de
potencia de RF
sintonizado.
Etapa de amplifi-
cación final en
circuitos de
comunicaciones
Distorsión: pequeña a moderada,
debida a la distorsión de cruce
Rendimiento máximo 78,5%
MPP VCC
Utiliza el efecto push-pull y
transistores de salida
complementarios
Ángulo de conducción 180°
Distorsión: grande
Rendimiento máximo 100%
Basado en el circuito tanque
sintonizado
MPP 2 (VCC)
A
B/AB
C

12.34. Como podemos ver, el límite de potencia disminuye cuando la temperatura ambiente aumenta. Por ejemplo,
a una temperatura ambiente de 100°C, el límite de potencia está en 2 W.
Algunas hojas de características no proporcionan una curva de ajuste como la mostrada en la Figura 12.34. En
su lugar, proporcionan un valor del factor de ajuste D (derating factor). Por ejemplo, el factor de ajuste de un
2N1936 es 26,7 mW/°C. Esto significa que hay que restar 26,7 mWpor cada grado que supere la temperatura am-
biente de 25°C, lo que se expresa del siguiente modo:
⌬P ⴝ D(TA ⴚ 25°C) (12.40)
donde P reducción del límite de potencia
D factor de ajuste
TA temperatura ambiente
Por ejemplo, si la temperatura ambiente aumenta a 75°C, habrá que reducir el límite de potencia en:
P 26,7 mW(75 25) 1,34 W
Puesto que la potencia máxima es de 4 W a 25°C, la nueva potencia máxima será:
PD(máx) 4 W 1,34 W 2,66 W
Esto se corresponde con la curva de ajuste de la Figura 12.34.
Obtenga el límite de potencia reducido a partir de una curva de ajuste como la de la Figura 12.34 o a partir de
una fórmula como la dada en la Ecuación (12.40), lo importante es ser consciente de la reducción del valor má-
ximo de potencia cuando la temperatura ambiente aumenta. Sólo porque un circuito funcione bien a 25°C no
quiere decir que siga funcionando correctamente en un amplio rango de temperaturas. Por tanto, cuando diseñe cir-
cuitos, deberá tener en cuenta el rango de temperaturas de operación y tendrá que ajustar todos los transistores
para trabajar adecuadamente para la máxima temperatura ambiente esperada.
Disipadores
Una forma de aumentar el límite de potencia de un transistor es liberando el calor más rápidamente. Una forma de
hacerlo es mediante disipadores. Si aumentamos el área de la superficie del encapsulado del transistor , consegui-
mos que el calor se libere más fácilmente al aire circundante. Fíjese en la Figura 12.35a. Cuando este tipo de disi-
pador se coloca sobre el encapsulado del transistor, el calor se libera más deprisa gracias a la mayor superficie de
las aletas.
La Figura 12.35b muestra un transistor con un encapsulado con lengüeta. La lengüeta metálica proporciona un
camino de salida para el calor del transistor. Esta lengüeta metálica puede conectarse al chasis del equipo electró-
nico. Como el chasis es un disipador de calor masivo, el calor puede fácilmente pasar del transistor al chasis.
Los transistores de potencia elevada como el mostrado en la Figura 12.35c tienen el colector conectado direc-
tamente al encapsulado, con el fin de permitir que el calor se libere lo más fácilmente posible. El encapsulado del
transistor se conecta entonces al chasis. Para impedir que el colector quede cortocircuitado a la tierra del chasis, se
utiliza una espuma aislante y una pasta conductora de calor entre el encapsulado del transistor y el chasis. La idea
importante aquí es que el calor pueda ser expulsado rápidamente del transistor
, con el fin de que pueda disipar más
potencia para la misma temperatura ambiente.
Figura 12.34 Disipación máxima de potencia en función de la temperatura ambiente.
6
5
4
3
2
1
0
0 25 50 75 100 125 150 175 200
P
D
:
disipación
máxima
(vatios)
TA: temperatura ambiente (ºC)
388 Capítulo 12

Figura 12.35 (a) Disipador de calor montado sobre el transistor. (b) Transistor con lengüeta de metal. (c) Transistor de potencia con el
colector conectado al encapsulado.
Figura 12.36 Curva de ajuste del 2N3055. (Cortesía de onsemi.com)
Temperatura del encapsulado
Cuando el calor sale de un transistor, pasa a través del encapsulado del transistor y entra en el disipador, el cual li-
bera el calor al aire circundante. La temperatura del encapsulado del transistorTC será ligeramente superior a la tem-
peratura del disipador TS, la cual a su vez también será ligeramente mayor que la temperatura ambiente TA.
Las hojas de características de los transistores de gran potencia proporcionan curvas de ajuste para la tempe-
ratura del encapsulado, en lugar de para la temperatura ambiente. Por ejemplo, la Figura 12.36 muestra la curva
de ajuste de un 2N3055. La máxima disipación de potencia es de 1 15 W para una temperatura del encapsulado
de 25°C y luego decrece linealmente con la temperatura hasta cero para una temperatura del encapsulado de
200°C.
En ocasiones, dispondrá de un factor de ajuste en lugar de una curva de ajuste. En este caso, puede utilizar la si-
guiente ecuación para calcular la cantidad en que hay que reducir la máxima disipación de potencia:
⌬P ⴝ D(TC ⴚ 25°C) (12.41)
donde P reducción del límite de potencia
D factor de ajuste
TC temperatura del encapsulado
Para utilizar la curva de ajuste de un transistor de gran potencia, necesitará conocer la temperatura del encapsulado
para el caso peor. A continuación, podrá ajustar el transistor para que pueda disipar la máxima potencia.
160
100
120
140
80
60
40
20
0
0 25 50 75 100 125 150 175 200
P
D
,
Disipación
de
potencia
(vatios)
TC, Temperatura ambiente (ºC)
TO-204AA (TO–3)
Encaspulado 1–07
15A
Transistores de potencia
de silicio complementarios
60 V
115 W
(a)
LENGÜETA
DE METAL
(b)
2
1
COLECTOR
CONECTADO
AL ENCAPSULADO
PIN 1. BASE
2. EMISOR
COLECTOR AL ENCAPSULADO
(c)

390 Capítulo 12
Ejemplo 12.14
El circuito de la Figura 12.37 puede trabajar a temperaturas ambiente comprendidas entre 0 y 50°C. ¿Cuál es la má-
xima potencia que el transistor puede disipar para la temperatura correspondiente al caso peor?
SOLUCIÓN La temperatura del caso peor es la temperatura máxima. Hay que ajustar a la potencia máxima pro-
porciona en la hoja de características. Si consulta la hoja de características de un 2N3904 (Figura 6.15), verá que la
potencia máxima especificada es:
PD 625 mW para una temperatura ambiente 25°C
y el factor de ajuste especificado es:
D 5 mW/°C
Aplicando la Ecuación (12.40), podemos calcular:
P (5 mW)(50 25) 125 mW
Por tanto, la máxima potencia para 50°C es:
PD(máx) 625 mW 125 mW 500 mW
PROBLEMA PRÁCTICO 12.14 En el Ejemplo 12.14, ¿cuál es la máxima potencia del transistor cuando la
temperatura ambiente es de 65°?
2,2 k
3,6 k
10 k
2N3904
20 mV 4,7 k
680
+10 V
SEC. 12.1 CLASIFICACIONES
DEL AMPLIFICADOR
Las clases de funcionamiento son A, B y C.
Los distintos tipos de acoplamiento son:
capacitivo, mediante transformador y
directo. La clasificación atendiendo a la
frecuencia incluye amplificadores de
audio, de radiofrecuencia (RF), de banda
estrecha y de banda ancha, algunos tipos
de amplificadores de audio son los
preamplificadores y los amplificadores de
potencia.
SEC. 12.2 DOS RECTAS DE CARGA
Todo amplificador tiene una recta de carga
en continua y una recta de carga en
alterna. Para obtener la salida máxima de
pico a pico, el punto Q debe encontrarse en
el centro de la recta de carga en alterna.
SEC. 12.3 FUNCIONAMIENTO
EN CLASE A
La ganancia de potencia es igual a la
potencia de salida en alterna dividida entre
la potencia de entrada en alterna. El límite
de disipación de potencia de un transistor
tiene que ser mayor que la disipación de
potencia en reposo. El rendimiento de una
etapa amplificadora es igual a la potencia
de salida en alterna dividida entre la
potencia de entrada en continua multi-
plicado por 100 (en porcentaje). El rendi-
miento máximo de la clase A con
resistencias de colector y de carga es del
25 por ciento. Si la resistencia de carga es
la resistencia de colector o se emplea un
transformador, el rendimiento máximo
aumenta al 50 por ciento.
Resumen

EN CLASE B
La mayoría de los amplificadores de clase
B utilizan una conexión en contrafase
(push-pull) de dos transistores. Mientras
que un transistor conduce, el otro está al
corte, y viceversa. Cada transistor amplifica
un semiciclo de alterna. El rendimiento
máximo de clase B es del 78,5 por ciento.
SEC. 12.5 SEGUIDOR DE EMISOR
DE CLASE B
El funcionamiento en clase B es más
eficiente que en clase A. En un seguidor de
emisor push-pull de clase B se utilizan
transistores npn y pnp complementarios.
El transistor npn conduce durante un
semiciclo y el transistor pnp durante el
otro semiciclo.
SEC. 12.6 POLARIZACIÓN DE
LOS AMPLIFICADORES
DE CLASE B/AB
Para evitar la distorsión de cruce, los
transistores de un seguidor de emisor
push-pull de clase B tienen que tener una
corriente de reposo pequeña, y esto es lo
que se conoce como funcionamiento en
clase AB. Con la polarización mediante
divisor de tensión, el punto Q no es estable
y puede producir un calentamiento des-
controlado. Es preferible utilizar un circuito
de polarización de diodos porque produce
un punto Q estable para un amplio rango
de temperaturas.
SEC. 12.7 EXCITADOR DE
CLASE B/AB
En lugar de utilizar el acoplo capacitivo
para la señal que se aplica a la etapa de
salida, podemos emplear una etapa excita-
dora con acoplo directo. La corriente de
colector de salida del excitador fija la
corriente de reposo a través de los diodos
complementarios.
EN CLASE C
La mayor parte de los amplificadores de
clase C son amplificadores de RF sinto-
nizados. El nivel de continua de la señal de
entrada se desplaza en sentido negativo, lo
que produce los estrechos impulsos de la
corriente de colector. El circuito tanque se
sintoniza a la frecuencia fundamental, de
modo que todos los armónicos se filtran.
SEC. 12.9 FÓRMULAS
PARA CLASE C
El ancho de banda de un amplificador de
clase C es inversamente proporcional al
factor de calidad Q del circuito. La resis-
tencia de colector en alterna incluye la
resistencia equivalente paralelo de la bobi-
na y la resistencia de carga.
SEC. 12.10 CARACTERÍSTICAS DE
POTENCIA DEL
TRANSISTOR
La disipación máxima de potencia de un
transistor disminuye cuando la tempe-
ratura aumenta. La hoja de caracterís-
ticas de un transistor especifica un
factor de ajuste o una gráfica de la
potencia máxima en función de la tem-
peratura. Los disipadores pueden liberar
el calor más rápidamente, produciendo
una mayor disipación de potencia.
Definiciones
(12.12) Ganancia de potencia:
Ap
(12.18) Rendimiento:
100%
(12.30) Ancho de banda:
BW f2 f1
(12.32) Q de la bobina:
QL
X
R
L
S

RS
XL
f
f2
f1
BW
A
pout

Pdc
Pdc
pout
ETAPA
pout

pin
Ap
pin pout
(12.33) R equivalente paralelo:
RP QLXL
(12.34) Resistencia de colector en alterna:
rc RP RL
(12-35) Q del amplificador:
Q
X
rc
L

(12.36) Ciclo de trabajo:
D
W

T
W
T
XL rc
L rc
C
L RP RL
C

392 Capítulo 12
Derivaciones
(12.1) Corriente de saturación:
IC(sat)
(12.2) Tensión de corte:
VCE(corte) VCC
(12.7) Límite de salida:
(12.8) Pico máximo:
(12.9) Salida máxima de pico a pico:
MPP 2MP
(12.14) Potencia de salida:
pout
(12.15) Salida máxima:
pout(máx)
MPP2

8RL
IC
Q
MPP
vout
2

8RL
IC
V
vout
Q
MPP
MP
MP ICQrc
o MP VCEQ
Q
ICQrc
Q
VCEQ
O
IC
VCE
VCC
MPP
Q
ic(sat) = ICQ +
VCEQ
rc
vce(corte) =VCEQ + ICQrc
IC
V
VCC
RECTA DE CARGA
EN CONTINUA
VCC

RC RE
IC
IC(sat)
VCE
RECTA DE CARGA
EN CONTINUA
(12.16) Potencia del transistor:
PDQ VCEQICQ
(12.17) Potencia de entrada en continua:
Pdc VCCIdc
(12.24) Salida máxima en clase B:
MPP VCC
(12-27) Salida del transistor en clase B:
PD(máx)
(12-28) Polarización en clase B:
Ipolarización
(12-29) Frecuencia de resonancia:
f
LC
r =
1
2π
C L
VCC 2VBE

2R
R
R
+VCC
MPP2

40RL
TRANSISTORES
CLASE B
RL
MPP
0,5 VCC VCC
VCE
IC
MPP
+VCC
Pdc Idc
ETAPA
IC
ICQ
VCE
VCEQ
Q
MPP VCC

(12.31) Ancho de banda:
BW
(12.38) Salida máxima:
MPP 2VCC
t
VC
2VCC
VCC
fr

Q
f
fr
BW
A
(12.39) Disipación de potencia:
PD
MPP2

40rc
φ
MPP2
40rc
180º
PD
Cuestiones
1. En el funcionamiento en clase B, la
corriente de colector fluye durante
a. el ciclo completo
b. la mitad del ciclo
c. menos de un semiciclo
d. menos de un cuarto de ciclo
2. El acoplamiento mediante trans-
formador es un ejemplo de
a. acoplamiento directo
b. acoplamiento de alterna
c. acoplamiento de continua
d. acoplamiento de impedancia
3. Un amplificador de audio opera en
el rango de frecuencias de
a. 0 a 20 Hz
b. 20 Hz a 2 kHz
c. 20 a 20 kHz
d. Por encima de 20 kHz
4. Un amplificador de RF sintonizado
es
a. de banda estrecha
b. de banda ancha
c. un acoplamiento directo
d. un amplificador de continua
5. La primera etapa de un preampli-
ficador es
a. una etapa de RF sintonizada
b. de gran señal
c. de pequeña señal
d. un amplificador de continua
6. Para obtener la tensión de salida
máxima de pico a pico, el punto Q
debe estar
a. próximo a la saturación
b. próximo al corte
c. en el centro de la recta de carga de
continua
d. en el centro de la recta de carga de
alterna
7. Un amplificador tiene dos rectas
de carga porque
a. tiene resistencias de colector en
continua y en alterna
b. tiene dos circuitos equivalentes
c. en continua se comporta de una
manera y en alterna de otra
8. Cuando el punto Q
Q se encuentra
en el centro de la recta de carga en
alterna, la tensión de salida máxi-
ma pico a pico es igual a
a. VCEQ
b. 2VCEQ
c. ICQ
d. 2ICQ
9. La conexión push-pull se utiliza
casi siempre con
a. clase A
b. clase B
c. clase C
10. Una ventaja de un amplificador
push-pull de clase B es que
a. no hay consumo de corriente en
reposo
b. el rendimiento máximo es del 78,5
por ciento
c. el rendimiento es mayor que en
clase A
11. Los amplificadores de clase C casi
siempre
a. usan el acoplo mediante transfor-
mador entre etapas
b. trabajan a las frecuencias de audio
c. son amplificadores de RF sintoniza-
dos
d. son de banda ancha
12. La señal de entrada de un ampli-
ficador de clase C
a. se aplica a la base habiendo despla-
zado en sentido negativo su nivel
de continua
b. se amplifica e invierte
c. produce breves impulsos de co-
rriente de colector
13. La corriente de colector de un
amplificador de clase C
a. es una versión amplificada de la
tensión de entrada
b. tiene armónicos
c. tiene su nivel de continua despla-
zado en sentido negativo
d. fluye durante un semiciclo
14. El ancho de banda de un ampli-
ficador de clase C disminuye si
a. la frecuencia de resonancia au-
menta
b. Q aumenta
c. XL disminuye
d. la resistencia de carga disminuye
15. La disipación del transistor en un
amplificador de clase C disminuye
cuando
a. la frecuencia de resonancia
aumenta
b. el factor de calidad Q de la bobina
aumenta

394 Capítulo 12
c. la resistencia de carga disminuye
d. la capacidad aumenta
16. La potencia máxima de un tran-
sistor puede aumentarse
a. incrementando la temperatura
b. empleando un disipador
c. empleando una curva de ajuste
d. trabajando sin señal de entrada
17. La recta de carga en alterna es la
misma que la recta de carga en
continua cuando la resistencia de
colector en alterna es igual a
a. la resistencia de emisor en
continua
b. la resistencia de emisor en alterna
c. la resistencia de colector en
continua
d. la tensión de alimentación dividida
entre la corriente de colector
18. Si RC ⴝ
ⴝ 100
y RL ⴝ
ⴝ 180
, la
resistencia de carga en alterna es
igual a
a. 64
b. 100
c. 90
d. 180
19. La corriente de colector en reposo
es la misma que la
a. corriente de colector en continua
b. corriente de colector en alterna
c. corriente total de colector
d. corriente del divisor de tensión
20. La recta de carga en alterna usual-
mente
a. es igual a la recta de carga en
continua
b. tiene menos pendiente que la recta
de carga en continua
c. es más inclinada que la recta de
carga en continua
d. es horizontal
21. Para un punto Q más cercano al
corte que a la saturación en la
recta de carga en continua de una
configuración en emisor común, lo
más probable es que el recorte se
produzca en el pico
a. positivo de la tensión de entrada
b. negativo de la tensión de entrada
c. negativo de la tensión de salida
d. negativo de la tensión de emisor
22. En un amplificador de clase A, la
corriente de colector fluye durante
a. menos de un semiciclo
b. un semiciclo
c. menos de un ciclo completo
d. el ciclo completo
23. En clase A, la señal de salida
a. no resulta recortada
b. resulta recortada en el pico de ten-
sión positivo
c. resulta recortada en el pico de ten-
sión negativo
d. resulta recortada en el pico de co-
rriente negativo
24. El punto de trabajo instantáneo se
desplaza a lo largo de
a. la recta de carga en alterna
b. la recta de carga en continua
c. ambas rectas de carga
d. ninguna de las rectas de carga
25. El consumo de corriente de un
amplificador es
a. la corriente alterna total del gene-
rador
b. la corriente continua total de la
c. la ganancia de corriente de la base
al colector
d. la ganancia de corriente del colec-
tor a la base
26. La ganancia de potencia de un
amplificador
a. es igual que la ganancia de tensión
b. es menor que la ganancia de
tensión
c. es igual a la potencia de salida
dividida entre la potencia de
entrada
d. es igual a la potencia en la carga
27. Los disipadores reducen
a. la potencia del transistor
b. la temperatura ambiente
c. la temperatura de la unión
d. la corriente de colector
28. Cuando la temperatura ambiente
aumenta, la máxima potencia del
transistor
a. disminuye
b. aumenta
c. no varía
29. Si la potencia en la carga es de
300 mW y la potencia de continua
es de 1,5 W, el rendimiento será
a. 0
b. el 2 por ciento
c. el 3 por ciento
d. el 20 por ciento
30. La recta de carga en alterna de un
seguidor de emisor normalmente
es
a. la misma que la recta de carga en
continua
b. vertical
c. más horizontal que la recta de
carga en continua
d. más inclinada que la recta de carga
en continua
31. Si un seguidor de emisor tiene
VCEO ⴝ
ⴝ 6 V, ICQ ⴝ
ⴝ 200 mA y r
re
e ⴝ
ⴝ 10

, la salida máxima de pico a pico
sin recortar es igual a
a. 2 V
b. 4 V
c. 6 V
d. 8 V
32. La resistencia en alterna de los
diodos de compensación
a. debe incluirse
b. es muy grande
c. normalmente es lo suficiente-
mente pequeña como para
poder ignorarla
d. compensa las variaciones de
temperatura
33. Si el punto Q
Q se encuentra en el
centro de la recta de carga en con-
tinua, el primer recorte se pro-
ducirá en
a. la excursión de la tensión izquierda
b. la excursión de la corriente
superior
c. el semiciclo positivo de entrada
d. el semiciclo negativo de entrada
34. El rendimiento máximo de un am-
plificador push-pull de clase B es
a. 25 por ciento
b. 50 por ciento
c. 78,5 por ciento
d. 100 por ciento
35. Una corriente de reposo pequeña
es necesaria en un amplificador
push-pull de clase AB para evitar
a. la distorsión de cruce
b. la destrucción de los diodos de
compensación
c. el consumo de corriente excesivo
d. cargar la etapa excitadora

SEC. 12.2 DOS RECTAS DE CARGA
12.1 ¿Cuál es la resistencia de colector en continua en el circuito
de la Figura 12.38? ¿Cuál es la corriente continua de
saturación?
12.2 En el circuito de la Figura 12.38, ¿cuál es la resistencia de
colector en alterna? ¿Cuál es la corriente alterna de
saturación?
12.3 ¿Cuál es la salida máxima de pico a pico en el circuito de la
Figura 12.38?
las resistencias. ¿Cuál es la resistencia de colector en
alterna?
12.5 En el circuito de la Figura 12.38 se triplica el valor de todas
las resistencias. ¿Cuál es la salida máxima de pico a pico?
12.6 ¿Cuál es la resistencia de colector en continua en el circuito
de la Figura 12.39? ¿Cuál es la corriente continua de
saturación?
12.7 En el circuito de la Figura 12.39, ¿cuál es la resistencia de
colector en alterna? ¿Cuál es la corriente alterna de
saturación?
12.8 ¿Cuál es la salida máxima de pico a pico en el circuito de la
Figura 12.39?
las resistencias. ¿Cuál es la resistencia de colector en
alterna?
12.10 En el circuito de la Figura 12.39 se triplica el valor de todas
las resistencias. ¿Cuál es la salida máxima de pico a pico?
SEC. 12.3 FUNCIONAMIENTO EN CLASE A
12.11 Un amplificador tiene una potencia de entrada de 4 mW y
una potencia de salida de 2 W. ¿Cuál es la ganancia de
potencia?
12.12 Si un amplificador tiene una tensión de salida pico a pico
de 15 V en la resistencia de carga de 1 k, ¿cuál es la
ganancia de potencia si la potencia de entrada es igual a
400 W?
12.13 ¿Cuál es el consumo de corriente en la Figura 12.38?
12.14 ¿Cuál es la potencia continua suministrada al amplificador
de la Figura 12.38?
12.15 La señal de entrada de la Figura 12.38 se aumenta hasta que
se obtiene en la resistencia de carga la tensión máxima de
salida pico a pico. ¿Cuál es el rendimiento?
12.16 ¿Cuál es la disipación de potencia en reposo en el circuito de
la Figura 12.38?
12.17 ¿Cuál es el consumo de corriente en la Figura 12.39?
12.18 ¿Cuál es la potencia continua suministrada al amplificador
de la Figura 12.39?
12.19 La señal de entrada de la Figura 12.39 se aumenta hasta que
se obtiene en la resistencia de carga la tensión máxima de
salida pico a pico. ¿Cuál es el rendimiento?
Problemas
+30 V
100
100
200
68
100
Figura 12.39
470
680
2 k
2 mV
2,7 k
220
50
+15 V
Figura 12.38

396 Capítulo 12
12.20 ¿Cuál es la disipación de potencia en reposo en el circuito de
la Figura 12.39?
12.21 Si VBE 0,7 V en el circuito de la Figura 12.40, ¿cuál es la
corriente continua de emisor?
12.22 El altavoz de la Figura 12.40 es equivalente a la resistencia
de carga de 3,2 . Si la tensión en el altavoz es de
5 Vpp, ¿cuál es la potencia de salida? ¿Cuál es el
rendimiento de la etapa?
SEC. 12.6 POLARIZACIÓN DE LOS
AMPLIFICADORES DE CLASE B/AB
12.23 La recta de carga en alterna de un seguidor de emisor
push-pull de clase B tiene una tensión de corte de 12 V.
¿Cuál es la tensión máxima de pico a pico?
12.24 ¿Cuál es la máxima disipación de potencia de cada uno de
los transistores del circuito de la Figura 12.41?
12.25 ¿Cuál es la potencia máxima de salida en el circuito de la
Figura 12.41?
12.26 ¿Cuál es la corriente de colector en reposo en el circuito de
la Figura 12.42?
12.27 En el circuito de la Figura 12.42, ¿cuál es el rendimiento
máximo del amplificador?
12.28 Si el valor de las resistencias de polarización de la Figura
12.42 se cambian a 1 k, ¿cuál es la corriente de colector en
reposo? ¿Y el rendimiento del amplificador?
SEC. 12.7 EXCITADORES DE CLASE B/AB
12.29 ¿Cuál es la potencia máxima de salida en el circuito de la
Figura 12.43?
12.30 En el circuito de la Figura 12.43, ¿cuál es la ganancia de
tensión de la primera etapa si 200?
12.31 Si Q3 y Q4 tienen ganancias de corriente de 200 en el
circuito de la Figura 12.43, ¿cuál es la ganancia de tensión
de la segunda etapa?
12.32 ¿Cuál es la corriente de colector en reposo en el circuito de
la Figura 12.43?
12.33 ¿Cuál es la ganancia de tensión total del amplificador de
tres etapas de la Figura 12.43?
SEC. 12.8 FUNCIONAMIENTO EN CLASE C
12.34 Si la tensión de entrada es igual a 5 V rms en el circuito de
la Figura 12.44, ¿cuál es la tensión de entrada pico a pico? Si
se mide la tensión continua entre la base y tierra, ¿qué
marcará el voltímetro?
12.35 ¿Cuál es la frecuencia de resonancia en el circuito de la
Figura 12.44?
12.36 Si en el circuito de la Figura 12.44 se duplica la inductancia,
¿cuál será la frecuencia de resonancia? ?
12.37 ¿Cuál es la frecuencia de resonancia en el circuito de la
Figura 12.44 si el valor del condensador se cambia a 100
pF?
SEC. 12.9 FÓRMULAS PARA CLASE C
12.38 Si el amplificador de clase C de la Figura 12.44 tiene una
potencia de salida de 11 mW y una potencia de entrada de
50 W, ¿cuál es la ganancia de potencia?
12.39 ¿Cuál es la potencia de salida en el circuito de la Figura
12.44 si la tensión de salida es de 50 V pp?
12.40 ¿Cuál es la potencia máxima de salida en alterna en el
circuito de la Figura 12.44?
Figura 12.40
vin
1
2,2
10
3,2-
ALTAVOZ
+10 V
1000 µF
220
220
16
R
vin
+30 V
Figura 12.41
100
100
50
vin
+30 V
Figura 12.42

12.41 Si el consumo de corriente en el circuito de la Figura 12.44
es de 0,5 mA, ¿cuál será la potencia de entrada en
continua?
12.42 ¿Cuál es el rendimiento del circuito de la Figura 12.44 si el
consumo de corriente es 0,4 mA y la tensión de salida es
igual a 30 V pp?
12.43 Si el factor de calidad Q de la bobina es 125 en el circuito de
la Figura 12.44, ¿cuál es el ancho de banda del ampli-
ficador?
12.44 ¿Cuál es la disipación de potencia del transistor en el caso
peor en el circuito de la Figura 12.44 (Q 125)?
SEC. 12.10 CARACTERÍSTICAS DE POTENCIA
DEL TRANSISTOR
12.45 En la Figura 12.44 se utiliza un 2N3904. Si el circuito tiene
que trabajar en un rango de temperaturas ambiente
comprendido entre 0 y 100°C, ¿cuál es la potencia máxima
del transistor en el caso peor?
12.46 Un transistor tiene la curva de ajuste mostrada en la Figura
12.34. ¿Cuál es la potencia máxima para una temperatura
ambiente de 100°C?
12.47 La hoja de características de un 2N3055 especifica una
potencia máxima de 115 W para una temperatura de
encapsulado de 25°C. Si el factor de ajuste es 0,657 W/°C,
¿cuál es la potencia PD(máx) cuando la temperatura del
encapsulado es 90°C?
10 k 1 k 12 k 1 k
100
GND
+15 V
Q3
+15,7 V
Q4
Q2
+1,43 V
100
+14,3 V
+2,13 V
1 k
1 k
+10 V
Q1
+20 V
+10,7 V
5,6 k
+30 V
vin
Figura 12.43
10 k
10 k
vin
0,1 µF
1 µH
220 pF
+30 V
Figura 12.44
12.48 La salida de un amplificador es una onda cuadrada siendo la
entrada una onda sinusoidal. ¿Puede explicar por qué esto
es así?
12.49 Un transistor de potencia como el de la Figura 12.36 se
utiliza en un amplificador. Alguien le dice que puesto que
el encapsulado está conectado a tierra, es seguro tocar el
encapsulado. ¿Que piensa sobre esto?

398 Capítulo 12
En la Figura 12.45, PL es la potencia de salida en la resistencia de
carga y PS es la potencia de entrada de la fuente de alimentación.
12.53 Prediga la respuesta de las variables dependientes a un ligero
incremento de VCC. Utilice la tabla para anotar sus
predicciones.
12.54 Repita el Problema 12.53 para un ligero incremento de R1.
12.55 Repita el Problema 12.53 para un ligero incremento de R2.
12.56 Repita el Problema 12.53 para un ligero incremento de RE.
12.57 Repita el Problema 12.53 para un ligero incremento de RC.
12.58 Repita el Problema 12.53 para un ligero incremento de VG.
12.59 Repita el Problema 12.53 para un ligero incremento de RG.
12.60 Repita el Problema 12.53 para un ligero incremento de RL.
12.61 Repita el Problema 12.53 para un ligero incremento de .
12.50 Se encuentra en una librería y lee lo siguiente en un libro de
electrónica: “Algunos amplificadores de potencia pueden
tener un rendimiento del 125 por ciento”. ¿Compraría el
libro? Explique su respuesta.
12.51 Normalmente, la recta de carga en alterna es más vertical
que la recta de carga en continua. Un par de compañeros de
clase dicen que están dispuestos a apostar que son capaces
de dibujar un circuito cuya recta de carga en alterna sea
menos vertical que la recta de carga en continua. ¿Aceptaría
la apuesta? Explique su respuesta.
12.52 Dibuje las rectas de carga en alterna y en continua para el
circuito de la Figura 12.38.
1. Dígame las tres posibles clases de funcionamiento del
amplificador. Ilustre estas clases dibujando las formas de onda
de la corriente de colector.
2. Dibuje esquemáticos resumidos que muestren los tres tipos de
acoplamiento utilizados entre las etapas de un amplificador.
3. Dibuje un amplificador con polarización mediante divisor de
tensión. A continuación, dibuje sus rectas de carga en
continua y en alterna. Suponga que el punto Q está centrado
en la recta de carga en alterna, ¿cuál será la corriente de
saturación en alterna? ¿Y la tensión de corte en alterna? ¿Y la
salida máxima de pico a pico?
4. Dibuje el circuito de un amplificador de dos etapas y dígame
cómo calcular el consumo total de corriente en la alimen-
tación.
5. Dibuje un amplificador sintonizado de clase C. Dígame cómo
calcular la frecuencia de resonancia y qué ocurre con la señal
de alterna en la base. Explíqueme cómo es posible que los
breves impulsos de la corriente de colector produzcan una
tensión sinusoidal en el circuito tanque resonante.
6. ¿Cuál es la aplicación más común de un amplificador de clase
C? ¿Podría este tipo de amplificador utilizarse en una aplica-
ción de audio? Si su respuesta es negativa explique por qué.
7. Explique el propósito de los disipadores y por qué se coloca
una espuma aislante entre el transistor y el disipador.
8. ¿Cuál es el significado del ciclo de trabajo? ¿Cómo se relaciona
con la potencia suministrada por la fuente?
9. Defina Q.
VG
35 mV
RG
600
R2
2,2 k
RE
680
R1
10 k
RC
3,6 k
RL
4,7 k
ß= 100
+VCC (10 V)
PL PD PS MPP η
VCC
Ligero
incremento
R1
R2
RE
RC
RG
RL
ß
VG
Figura 12.45

1. b
2. b
3. c
4. a
5. c
6. d
7. d
8. b
9. b
10. d
11. c
12. d
13. b
14. b
15. b
16. b
17. c
18. a
19. a
20. c
21. b
22. d
23. a
24. a
12.1 ICQ 100 mA;
VCEQ = 15 V
12.2 ic(sat) 350 mA;
VCE(corte) 21 V;
MPP 12 V
12.3 Ap 1122
12.5 R 200
12.6 ICQ 331 mA;
VCEQ 6,7 V;
re 8
12.7 MPP 5,3 V
25. b
26. c
27. c
28. a
29. d
30. d
31. b
32. c
33. d
34. c
35. a
12.8 PD(máx) 2,8 W;
Pout(máx) 14 W
12.9 Rendimiento 63%
12.10 Rendimiento 78%
12.11 fr 4,76 MHz;
Vout 24 V pp
12.13 PD 16,6 mW
12.14 PD(máx) 425 mW
10. ¿Qué clase de funcionamiento del amplificador es más
eficiente? ¿Por qué?
11. Ha pedido un transistor de sustitución y un disipador. La caja
en el que le entregan el disipador contiene también una
sustancia blanca, ¿qué es?
12. Comparando un amplificador de clase A con otro de clase C,
¿cuál presenta la mayor fidelidad? ¿Por qué?
13. ¿Qué tipo de amplificador se utiliza sólo cuando se desea
amplificar un rango de frecuencias pequeño?
14. ¿Con qué otros tipos de amplificador está familiarizado?

Capítulo
13
400
El transistor de unión bipolar (BJT, bipolar junction transistor) está
basado en dos tipos de carga: los electrones libres y los huecos; razón
por la que se denomina bipolar: el prefijo bi quiere decir dos. Este
capítulo aborda otro tipo de transistor: el FET (f
fi
ie
el
ld
d-
-e
ef
ff
fe
ec
ct
t t
tr
ra
an
ns
si
is
st
to
or
r,
,
t
tr
ra
an
ns
si
is
st
to
or
r d
de
e e
ef
fe
ec
ct
to
o d
de
e c
ca
am
mp
po
o). Este tipo de dispositivo es unipolar
porque su operación sólo depende de un tipo de carga, electrones
libres o huecos. En otras palabras, un FET tiene portadores
mayoritarios pero no portadores minoritarios.
En la mayor parte de las aplicaciones lineales, el BJT es el dispositivo
preferido. Pero existen algunas aplicaciones lineales en las que el FET se
adapta mejor a causa de su alta impedancia de entrada y otras
propiedades. Además, el FET es el dispositivo preferido para la mayoría
de las aplicaciones de conmutación. ¿Por qué? Porque en un FET no
existen los portadores minoritarios. En consecuencia, puede cortarse
más rápidamente, ya que no hay carga almacenada que tenga que ser
eliminada del área de la unión.
Existen dos clases de transistores unipolares: el JFET y el MOSFET. Este
capítulo se ocupa del JFET (junction field-effect transistor) y sus
aplicaciones. En el Capítulo 14, veremos el MOSFET (metal-oxide
semiconductor FET) y sus aplicaciones.

401
amplificador en fuente común
autopolarización
canal
conmutador paralelo
conmutador serie
control automático de
ganancia (CAG)
curva de transconductancia
dispositivo controlado por
tensión
drenador
efecto de campo
FET (field-effect transistor)
fuente
polarización con fuente de
corriente
polarización de puerta
de tensión
puerta
región óhmica
seguidor de fuente
tensión de corte puerta-
fuente
tensión de estrangulamiento
transconductancia
troceador
Vocabulario
13.1 Ideas básicas
13.3 Curva de transconductancia
13.4 Polarización en la región óhmica
13.5 Polarización en la región activa
13.6 Transconductancia
13.7 Amplificadores JFET
13.8 El conmutador analógico JFET
13.9 Otras aplicaciones del JFET
13.10 Lectura de las hojas de
características
13.11 Cómo probar un JFET
Objetivos
capaz de:
I Describir la construcción básica de
un JFET.
I Dibujar los diagramas que muestran
las configuraciones de polarización
más comunes.
I Identificar y describir las regiones
significativas de las curvas de drena-
dor y de transconductancia del JFET.
I Calcular la tensión de estrangula-
miento proporcional y determinar en
qué región está trabajando un JFET.
I Determinar el punto de trabajo en
continua utilizando las soluciones
ideal y gráfica.
I Determinar la transconductancia y
emplearla para calcular la ganancia
de los amplificadores JFET.
I Describir varias de las aplicaciones
del JFET, incluyendo los conmuta-
dores, las resistencias variables y
los troceadores.
I Comprobar el buen funcionamiento
de los JFET.

13.1 Ideas básicas
La Figura 13.1a muestra un fragmento de un semiconductor de tipon. El extremo inferior es lafuente y el extremo
superior se denomina drenador. La fuente de alimentación VDD fuerza a que los electrones libres fluyan desde la
fuente hacia el drenador. Para fabricar un JFET, el fabricante difunde dos áreas de semiconductor de tipo p en el
semiconductor de tipo n, como se muestra en la Figura 13.1b. Estas regiones p están conectadas internamente para
conseguir un sólo terminal externo de puerta.
Efecto de campo
La Figura 13.2 muestra las tensiones normales de polarización de un JFET. La
tensión de alimentación de drenador es positiva y la tensión de alimentación de
puerta es negativa. El término efecto de campo está relacionado con las zonas
de deplexión alrededor de cada una de las regiones p. Estas zonas de deplexión
existen porque los electrones libres se difunden desde las regiones n a las re-
giones p. La recombinación de los electrones libres y los huecos crea las zonas
de deplexión (las áreas sombreadas más oscuras en la figura).
Polarización inversa de puerta
En la Figura 13.2, la puerta de tipo p y la fuente de tipo n forman el diodo
puerta-fuente. En un JFET, el diodo puerta-fuente siempre se polariza en in-
versa. Debido a la polarización inversa, la corriente de puerta IG es aproxima-
damente cero, lo que equivale a decir que el JFET presenta una resistencia de
entrada casi infinita.
Un JFET típico tiene una resistencia de entrada de cientos de megaohmios.
Ésta es la gran ventaja que un JFETtiene sobre un transistor bipolar y es por lo que constituye una excelente solu-
ción para las aplicaciones en las que se requiere una alta impedancia de entrada. Una de las aplicaciones más
importantes del JFET es el seguidor de fuente, un circuito parecido al seguidor de emisor, excepto en que la impe-
dancia de entrada es de cientos de megaohmios para frecuencias bajas.
La tensión de puerta controla la corriente de drenador
En la Figura 13.2, los electrones que fluyen desde la fuente al drenador tienen que atravesar el estrecho canal que
hay entre las zonas de deplexión. Cuando la tensión de puerta se hace más negativa, las zonas de deplexión se ex-
panden y el canal de conducción se hace más estrecho. Cuanto más negativa sea la tensión de puerta, menor será
la corriente entre la fuente y el drenador.
El JFET es un dispositivo controlado por tensión porque una tensión de entrada controla una corriente de sa-
lida. En un JFET, la tensión puerta-fuente VGS determina la cantidad de corriente que fluye entre la fuente y el dre-
nador. Si VGS es cero, la corriente máxima de drenador circula a través del JFET. Por esto, se dice que el JFET es
402 Capítulo 13
INFORMACIÓN ÚTIL
En general, los JFET son más estables
con la temperatura que los transistores
bipolares. Además, normalmente, los
JFET son mucho más pequeños que los
bipolares. Esta diferencia de tamaño
les hace especialmente aptos para
utilizarlos en circuitos integrados,
donde el tamaño de cada compo-
nente es crítico.
–
+
VDD
(a) (b)
DRENADOR
PUERTA
FUENTE
n
n
n
p p
Figura 13.1 (a) Parte de un JFET. (b) JFET de una sola puerta.
–
+
VDD
DRENADOR
PUERTA
FUENTE
n
n
p p
+
–
VGG
Figura 13.2 Polarización normal del JFET.

JFET 403
un dispositivo normalmente en conducción. Por el contrario, si VGS
es lo suficiente negativa, las zonas de deplexión se tocarán y la co-
rriente de drenador se cortará.
Símbolo esquemático
El JFET de la Figura 13.2 es un JFET de canal n porque el canal
entre la fuente y el drenador es un semiconductor de tipo n. La Fi-
gura 13.3a muestra el símbolo esquemático de un JFET de canal n.
En muchas aplicaciones de baja frecuencia, la fuente y el drenador
son intercambiables porque se puede emplear cualquier extremo
como la fuente y el otro como el drenador.
Los terminales de fuente y de drenador no son intercambiables a
altas frecuencias. Los fabricantes casi siempre minimizan la capaci-
dad interna en el lado del drenador del JFET . En otras palabras, la
capacidad entre la puerta y el drenador es más pequeña que la capa-
cidad entre la puerta y la fuente. En un capítulo posterior estudiare-
mos en detalle estas capacidades internas y sus efectos en el funcio-
namiento de un circuito.
La Figura 13.3b muestra un símbolo alternativo para un JFETde
canal n. Muchos ingenieros y técnicos prefieren este símbolo con la
puerta desplazada, la cual apunta a la fuente del dispositivo, consti-
tuyendo una ventaja importante en circuitos multietapa complica-
dos.
También existe un JFET de canal p. El símbolo esquemático de
un JFET de canal p, mostrado en la Figura 13.3 c, es similar al del
JFET de canal n, excepto en que la flecha de la puerta apunta en la
dirección contraria. El funcionamiento de un JFET de canal p es
complementario; es decir, todas las tensiones y corrientes están in-
vertidas. Para polarizar en inversa un JFET de canal p, la puerta tiene que ser positiva respecto a la fuente. Por
tanto, VGS se hace positiva.
Figura 13.3 (a) Símbolo esquemático. (b) Símbolo con la puerta desplazada. (c) Símbolo para canal p.
DRENADOR
PUERTA
FUENTE
(a)
DRENADOR
PUERTA
FUENTE
(b)
DRENADOR
FUENTE
PUERTA
(c)
INFORMACIÓN ÚTIL
Realmente, las zonas de deplexión son
más anchas cerca de la parte superior
de las zonas de material tipo p y más
estrechas en la parte inferior. La razón
de esta variación de la anchura puede
entenderse viendo que la corriente de
drenador ID producirá una caída de
tensión a lo largo de la longitud del
canal. Con respecto a la fuente, una
tensión más positiva aparece a medida
que se asciende por el canal hacia el
drenador. Dado que la anchura de una
zona de deplexión es proporcional a la
cantidad de tensión de polarización
inversa, la zona de deplexión de la
unión pn debe ser más ancha en el
parte superior, donde la cantidad de
polarización inversa es mayor.
Ejemplo 13.1
Un JFET 2N5486 tiene una corriente de puerta de 1 nAcuando la tensión inversa de puerta es 20 V. ¿Cuál es la re-
sistencia de entrada de este JFET?
SOLUCIÓN Utilizando la ley de Ohm, obtenemos:
Rin 20.000 M
PROBLEMA PRÁCTICO 13.1 En el Ejemplo 13.1, calcule la resistencia de entrada si la corriente de puerta
del JFET es de 2 nA.
20 V

1 nA

La Figura 13.4a muestra un JFET con las tensiones de polarización normales. En este circuito, la tensión puerta-
fuente VGS es igual a la tensión de alimentación de puerta VGG, y la tensión drenador-fuente VDS es igual a la ten-
sión de alimentación de drenador VDD.
Corriente máxima de drenador
Si cortocircuitamos la fuente de puerta, como se muestra en la Figura 13.4 b,
obtendremos la corriente máxima de drenador porque VGS 0. La Figura
13.4c muestra la gráfica de la corriente de drenadorID en función de la tensión
drenador-fuente VDS cuando la puerta está cortocircuitada. Observe que la co-
rriente de drenador aumenta rápidamente y que se hace casi horizontal cuando
VDS es mayor que VP.
¿Por qué la corriente de drenador se hace casi constante? Cuando VDS au-
menta, las zonas de deplexión se expanden. CuandoVDS VP, las zonas de de-
plexión están casi en contacto y por tanto el estrecho canal de conducción se es-
trangula impidiendo que la corriente siga aumentando. Por ello, la corriente
tiene un límite superior igual a IDSS.
La región activa de un JFETse encuentra entre VP y VDS(máx). La tensión mí-
nima VP se denomina tensión de estrangulamiento, y la tensión máxima es
VDS(máx) y se denomina tensión de disrupción. Entre el estrangulamiento y la dis-
rupción, el JFET se comporta como una fuente de corriente de valor aproximadamente igual aIDSS cuando VGS 0.
IDSS es la corriente entre el drenador y la fuentecuando la puerta está cortocircuitada. Es la corriente máxima
de drenador que el JFET puede generar. La hoja de características de cualquier JFET especifica el valor de IDSS,
que es uno de los parámetros más importantes de un JFET
, y que deberá consultar siempre porque es el límite su-
perior de la corriente del JFET.
La región óhmica
En la Figura 13.5, la tensión de estrangulamiento separa las dos regiones principales de funcionamiento del JFET
.
La región casi horizontal es la región activa. La parte casi vertical de la curva de drenador por debajo del punto de
estrangulamiento es la región óhmica.
Figura 13.4 (a) Polarización normal. (b) Tensión de puerta cero. (c) Corriente de drenador con la puerta cortocircuitada.
VGG
VGS
VDS
–
–
+
+
+
–
VDD
–
+
(a)
VDS
+
–
VDD
–
+
(b)
ID
IDSS
VDS
VDS(max)
VP
(c)
PUERTA
CORTOCIRCUITADA
REGIÓN
ACTIVA
404 Capítulo 13
INFORMACIÓN ÚTIL
La tensión de estrangulamiento VP es el
punto por encima del cual incrementos
de VDS dan a lugar a un aumento pro-
porcional de la resistencia del canal.
Esto significa que si la resistencia del
canal está aumentando en proporción
directa a VDS por encima de VP, ID debe
mantenerse constante por encima de VP.

Cuando trabaja en la región óhmica, un JFETes equivalente a una resistencia cuyo valor es aproximadamente:
RDS

I
V
DS
P
S

(13.1)
RDS es la resistencia óhmica del JFET. En la Figura 13.5, VP 4 V e IDSS 10 mA. Por tanto, la resistencia óh-
mica es:
RDS
10
4
m
V
A
400
Si el JFET está operando en cualquier punto dentro de la región óhmica, tendrá una resistencia óhmica de 400 .
Tensión de corte de puerta
La Figura 13.5 muestra las curvas de drenador de un JFET con una
IDSS de 10 mA. La curva superior siempre es para VGS 0, la con-
dición de puerta cortocircuitada. En este ejemplo, la tensión de es-
trangulamiento es 4 V y la tensión de disrupción es 30 V. La si-
guiente curva hacia abajo es para VGS 1 V, la siguiente para
VGS 2 V, etc. Como puede ver, cuanto más negativa es la ten-
sión puerta-fuente, menor es la corriente de drenador.
La curva inferior es importante. Observe que una tensiónVGS de
4 V reduce la corriente de drenador a prácticamente cero. Esta
tensión se denomina tensión de corte puerta-fuente y se simboliza
mediante VGS(off) en las hojas de características. Para esta tensión de
corte, las zonas de deplexión se tocan. De hecho, el canal de con-
ducción desaparece. Por esta razón, la corriente de drenador es
aproximadamente cero.
En la Figura 13.5, observe que
VGS(off) 4 V y VP 4 V
Esto no es una coincidencia. Las dos tensiones tienen siempre el
mismo módulo porque son los valores para los que las zonas de de-
plexión se tocan o casi se tocan. Las hojas de características pueden especificar cualquiera de estas magnitudes, ya
que se supone que el lector sabe que la otra tiene el mismo módulo. Expresado esto como ecuación:
VGS(off)

VP (13.2)
Figura 13.5 Curvas de drenador.
ID
VDS
V
GS
= 0
VP = 4 V
5,62 mA
2,5 mA
0,625 mA
10 mA
4 15 30
VGS = –1
VGS = –2
VGS = –3
VGS = –4
JFET 405
INFORMACIÓN ÚTIL
A menudo se produce cierta confusión
en los libros de texto y en las hojas de
características de los fabricantes
respecto a los términos corte y
estrangulamiento. VGS(off) es el valor de
VGS que estrangula por completo el
canal, reduciendo en consecuencia la
corriente de drenador a cero. Por el
contrario, la tensión de estrangula-
miento es el valor de VDS al que ID se
equilibra con VGS 0 V.
Ejemplo 13.2
Un MPF4857 tiene VP 6 V IDSS 100 mA. ¿Cuál es la resistencia óhmica? ¿Yla tensión de corte puerta-fuente?
SOLUCIÓN La resistencia óhmica es:

13.3 Curva de transconductancia
La curva de transconductancia de un JFET es la gráfica de ID en función de VGS. A partir de los valores de ID y
VGS de cada una de las curvas de drenador de la Figura 13.5, podemos dibujar la curva mostrada en la Figura 13.6
a.
Observe que la curva no es lineal porque la corriente aumenta rápidamente cuando VGS se aproxima a cero.
Cualquier JFET tiene una curva de transconductancia como la mostrada en
la Figura 13.6b. Los puntos extremos de la curva son VGS(off) e IDSS. La ecua-
ción de esta gráfica es:
ID
IDSS 冢
冢1

VG
V
S
G
(o
S
ff )

冣
冣
2
(13.3)
Debido al término elevado al cuadrado de esta ecuación, a menudo los JFET se
denominan dispositivos de ley cuadrática. Este término da lugar a la curva no li-
neal mostrada en la Figura 13.6b.
La Figura 13.6 c muestra una curva de transconductancia normalizada.
Normalizada significa que se representan gráficamente relaciones como
ID/IDSS y VGS/VGS(off).
Figura 13.6 Curva de transconductancia.
ID
VGS
VDS = 15 V
VGS(off)
5,62 mA
2,5 mA
0,625 mA
10 mA
–4 –3 –2 –1 0
(a)
ID
IDSS
VGS
(b)
VGS
VGS(off)
ID
IDSS
1
(c)
3
4
1
2
1
4
1
1
16
1
4
9
16
406 Capítulo 13
RDS
10
6
0
V
mA
60
Puesto que la tensión de estrangulamiento es 6 V, la

Principios de electrónica 7 Edicion por Albert Malvino y David J. Bates

Más contenido relacionado

La actualidad más candente (20)

Similar a Principios de electrónica 7 Edicion por Albert Malvino y David J. Bates (20)

Más de SANTIAGO PABLO ALBERTO (20)

Último (20)

Principios de electrónica 7 Edicion por Albert Malvino y David J. Bates